提高不对称半桥反激变换器轻载效率的数字化控制方法.pdf
《提高不对称半桥反激变换器轻载效率的数字化控制方法.pdf》由会员分享,可在线阅读,更多相关《提高不对称半桥反激变换器轻载效率的数字化控制方法.pdf(8页珍藏版)》请在咨信网上搜索。
1、引用格式:龙柏光,王俊峰,王凯,等提高不对称半桥反激变换器轻载效率的数字化控制方法 J.微电子学与计算机,2023,40(9):106-113LONG B G,WANG J F,WANG K,et al.Digital control method for improving light-load efficiency of asym-metrical half-bridge flyback converterJ.Microelectronics&Computer,2023,40(9):106-113.DOI:10.19304/J.ISSN1000-7180.2022.0731提高不对称半桥反
2、激变换器轻载效率的数字化控制方法龙柏光,王俊峰,王凯,马聪(西安微电子技术研究所,陕西 西安 710054)摘要:传统的不对称半桥反激变换器(Asymmetrical half-bridge flyback converter,AHBFC)控制方法是采用互补PWM 控制.在轻载时,由于其箝位管导通时间过长,初级侧具有很大的导通损耗和循环损耗,变换器效率较低.为了解决轻载效率低问题,提出了一种基于 TMS320F28335 的数字化控制方法.采用非互补 PWM 控制,结合电感伏秒平衡关系设计控制算法预估励磁电流的过零点,变换器工作于断续模式,从而大幅降低了变压器初级侧的导通损耗和循环损耗;在主开
3、关管开启前,引入辅助脉冲,使功率开关零电压开通(zero-voltage switching,ZVS),实现了开关损耗的降低.分析了互补控制下轻载运行时的主要损耗,给出了所提控制方法的工作原理和设计流程,并将该方法应用于一台输入电压 48 V,输出 12 V/100 W 的数字电源原理样机.实验结果表明,在轻载下,采用提出的控制方法,变换器能够实现两个开关管的零电压开通,相较于传统互补的控制方法,转换效率提高了 3%11%,空载电流降低了37.5%.关键词:不对称半桥反激;轻载效率;数字控制;软开关中图分类号:TN45 文献标识码:A 文章编号:1000-7180(2023)09-0106-0
4、8Digital control method for improving light-load efficiency of asymmetricalhalf-bridge flyback converterLONG Baiguang,WANG Junfeng,WANG Kai,MA Cong(Xian Microelectronics Technology Institute,Xian 710054,China)Abstract:The traditional control method of asymmetric half-bridge flyback converter(AHBFC)i
5、s to use complementaryPWM control.Under light load,due to the long turn-on time of its clamping tube,the primary side has large turn-on lossand cycle loss,and the converter efficiency is low.In order to solve the problem of low light-load efficiency,a digitalcontrol method based on TMS320F28335 is p
6、roposed.Non-complementary PWM control is adopted.The zero-crossingpoint of excitation current is estimated by control algorithm combined with the inductance voltage-second balancerelationship.The converter works in intermittent mode,thus greatly reducing the conduction loss and circulating loss at t
7、heprimary side of the transformer.Before the main switch is turned on,the auxiliary pulse is introduced to make the powerswitch zero-voltage switching (ZVS),which reduces the switching loss.The main loss of light load under thecomplementary control is analyzed,the working principle and design flow o
8、f the proposed control method are given,andthe method is applied to a digital power supply prototype with input voltage of 48 V and output of 12 V/100 W.Theexperimental results show that under light load,the converter can realize zero voltage turn-on of two switches with thiscontrol method.Compared
9、with the traditional complementary control method,the conversion efficiency is improved by3%11%,and the no-load current is reduced by 37.5%.收稿日期:2022-11-11;修回日期:2023-01-11 40 卷 第 9 期微 电 子 学 与 计 算 机http:/Vol.40No.92023 年 9 月MICROELECTRONICS&COMPUTERSeptember 2023Key words:Asymmetrical half-bridge fly
10、back;light-load efficiency;digital control;soft-switching 1引言随着互联网和移动设备的广泛应用,提高变换器轻载效率对于延长便携设备的续航时间以及维持供电电压的稳定具有重要意义,开关电源轻载效率的优化成为近几年的研究热点.不对称半桥反激变换器和传统的反激变换器元相比元器件数目增加不多,却具有良好的软开关特性,其出色的性能很有发展情景,广泛应用于低成本、小功率、高功率密度的场合中1-3.不对称半桥反激变换器常见的控制方法是采取互补 PWM 控制,这种控制方法在满载时主开关管和箝位管处于最大占空比,能够最大限度的保证能量传递效率.但在轻载(满
11、载的 20%左右)运行时,箝位管的导通时间与满载时的导通时间相比几乎不变,增加了轻载时的导通损耗和循环损耗,也增大了空载电流4,导致该拓扑轻载效率很低.针对该拓扑轻载效率低的问题,文献 5 通过引入辅助电路检测负载电流来控制箝位管的导通时间,随着负载降低减少箝位管的导通时间,但这种方法控制电路较复杂,且存在主开关管无法实现软开关的问题.文献 6 通过采样电感电流并检测过零点的方式,关断箝位管,能对电路进行较为精确的控制,然而,此方法需要额外的电感电流检测电路,增加了电路复杂度.文献 7 提出了一种固定箝位管导通时间,降低开关频率来缩短开关管占空比的方法,但变频控制会加重设计的变换器的 EMI
12、问题.目前的控制方法多为模拟电路搭建,近些年,数字控制器集成度不断提高,功能不断强化,在诸多场合得到了应用,数字电源8具有易集成、高可靠、高灵活性的优点.本文重点研究不对称半桥反激变换器轻载状态下的工作原理并分析其转换效率低的问题,并提出了一种提高该拓扑轻载效率的数字控制方法.该方法在轻载时主开关管和箝位管导通时间非互补,结合开关管导通时间和变压器电感的伏秒平衡关系实现对导通时间的控制,使箝位管工作在断续导通模式,另外,在主开关管开启前增加辅助 ZVS 脉冲以实现主开关管的零电压开通.该方法能够在不改变开关频率、不引入电感电流检测装置的情况下,提高该拓扑在轻载输出时的转换效率并减少空载输入电流
13、.设计了一台 48 V 输入、12 V/100 W 输出的数字原理样机,通过实验验证了控制方法的可行性和有效性.2不对称半桥反激变换器原理分析 2.1电路结构和轻载工作模态不对称半桥反激拓扑如图 1 所示,其原边结构和 LLC 电路类似,由一组桥臂和谐振电容 Cr组成,副边和传统反激拓扑相同,由输出回路和整流管组成,其中,Q1、Q2为初级侧的半桥桥臂,Dr为次级侧整流二极管,C1、C2为主功率管 Q1、箝位管 Q2的寄生结电容,Lm为变压器的励磁电感,Lr为变压器的漏感并作为初级测的谐振电感,Cr为谐振电容,Co和 Ro为输出电容和输出负载.为了进一步提高变换器效率,次级侧可以采用同步整流技术
14、9-10.CrCoDrRo+VinLrQ1Q2C1C2Lm图 1不对称半桥反激变换器Fig.1 Asymmetrical half bridge flyback converter 常见的不对称半桥反激变换器多采用互补 PWM控制,文献 9-10 详细分析了该拓扑在高负载下,工作于连续模式(CCM)时的工作模态和软开关的实现条件,随着输出负载降低,变换器次级侧电流断续,其一个开关周期内的工作波形如图 2 所示.其中,变换器次级侧电流断续主要发生在 t3到 t6阶段.t3时刻,Q1关断,Q2开启,谐振电容两端的电压Vcr小于变压器副边发射到原边的箝位管 NVo,次级侧整流二极管反向关闭,副边电流
15、断续,原边电流和励磁电流相等并线性下降.t4时刻,储存在励磁电感 Lm和谐振电容 Cr中的能量向副边传输,Lr和 Cr在更高的谐振频率下谐振,原边电流 ILr是励磁电流 ILm和反射副边电流 NIsec之和,副边电流是一个基于原边漏感 Lr和谐振电容 Cr谐振形成的正弦波.t5时刻,在初级侧电流谐振过程中,谐振电流和励磁电流相等,次级侧整流二极管 Dr反向关闭,副边没有电流,这一状态会一直持续到箝位管关闭.2.2轻载分析不对称半桥反激变换器轻载时电感电流 ILr和谐第 9 期龙柏光,等:提高不对称半桥反激变换器轻载效率的数字化控制方法107 振电压 VCr工作波形如图 3 所示,和满载工作模态
16、11-12相比,出现 t0-t1和 t2-t4两个工作模态,其等效电路如图 4 所示,无效损耗主要位于 t2-t4阶段.这一阶段可以优化的损耗主要包括两部分:t0t1t2t3t4ILr2Vc2ILr4VCrILrnVott图 3电感电流 ILr,谐振电容 Vcr和反向输出电压 nVo工作波形图Fig.3 waveforms of ILr,Vcr and nVo CrCoRoLrQ2LmILr图 4(t0-t1)、(t2-t4)阶段等效电路Fig.4 equivalent circuit at(t0-t1)、(t2-t4)(1)循环损耗:在轻载时,维持输出电压所需的能量很小,但箝位管的导通时间仍
17、然很长,t2-t4阶段,由于次级侧电流断续,不会有能量传递到副边,能量在 Lm、Lr、Cr组成的谐振腔中循环被消耗掉,在该阶段:iLr(t)=ir_1cos(w1t)+Vc2Zpsin(w1t)iLm(t)=iLr2NVoLmtVc(t)=Vccos(w1t)+ILr2Zpsin(w1t)其中,w1=1/LpCr,Zp=Lp/Cr(Lp=Lm+Lr)(2)导通损耗:t2-t4阶段,励磁电感电流在过零后受到输出的反射电压 NVo箝位,继续线性下降,导致变换器具有很高的负峰值电流,增加了箝位管的反向导通损耗,箝位管导通电阻为 Ron,其损耗 Pd可以写为:Pd=wt4t2iLm2Rondt为了提高
18、轻载效率,如果能够在电流过零点关断箝位管即可以防止电路产生反向导通损耗,另外随着箝位管导通时间的缩短,为了维持输出电压稳定,主开关管的导通时间也必须要减少,这可以降低电路的峰值电流,同样可以降低电路的导通损耗.另一方面,箝位管关闭后,电流在零附近自然谐振,无法保证主管开启前电流为负,会使主管无法实现软开关.3降低轻载损耗的非互补控制为了降低变换器在轻载下的导通损耗和 LC 谐振腔中的循环损耗,提出了一种提高轻载效率的控制方法.这种方法在不改变开关频率的情况下,通过结合励磁电感的伏秒平衡关系式,实现对箝位管的过零关断,隔断负向电流;为了充分利用不对称半桥反激变换器的软开关优势,在主开关开启前,箝
19、位管开通一小段时间,为主开关管的零电压开通创造条件.3.1伏秒平衡法原理通过开关管的导通时间和变压器励磁电感伏秒平衡的关系可以预估励磁电感电流的过零点,并关断箝位管,使电路工作在初级侧电感电流断续模式(DCM)下,即箝位管断续导通.反激电源的变压器实际为耦合电感,将电压等效到初级电感仍符合伏秒平衡定律,其等效到初级电感的电路图如图 5(a)(b)所示,不对称半桥反激变换器MOS 管两端的电压应力为输入电压 Vin,可得在主开关管导通时,电感储能,变压器励磁电感两端电压为Vin-NVo.在箝位管导通时间内,电感释放能量,励磁电感两端电压为耦合的输出电压 NVo,故在非互补控制的工作模式下,主开关
20、管导通时间 tmag和箝位管 tdmg的导通时间满足:(VinnVo)tmag=nVotdmg DTst1(1D)TsVds1Vds2iLmiLrIDrVgs1/Vgs2t2t3t4t5t6t1t图2轻载下的不对称半桥反激变换器工作波形Fig.2 Waveforms of Asymmetric Half Bridge FlybackConverter at light-load108微电子学与计算机2023 年由上式可知,通过采样的输入电压 Vin和输出电压 Vo经过计算就可以得到满足伏秒平衡条件的开关管导通时间比,再结合电压控制环路便可以得到自适应的、能够维持输出电压稳定的占空比.3.2非互
21、补控制工作原理非互补控制下的工作波形如图 6 所示,变换器工作在电感电流断续模式,其一个开关周期的工作原理如下.tmagtdILmtzcdtftzvsILrILr_mintt图 6非互补控制工作波形Fig.6 waveforms of proposed non complementary control 储能阶段(tmag):主开关管 Q1开启,能量储存在初级侧电感和谐振电容中,励磁电流 ILm线性上升.能量转移阶段(tzcd):主开关管 Q1关闭,箝位管Q2开启,储存在变压器上的能量传递到次级侧,励磁电感电流 ILm线性下降.自由谐振阶段(tf),在励磁电流过零点关闭箝位管,此时两个开关管皆
22、为关闭状态,励磁电感放电完毕后,电感电流复位到零,初级侧回路进入自然谐振状态.ZVS 阶段(tzvs):箝位管再次开启一段时间,在变压器初级侧产生足够的负向电流,以保证死区时间 td时间内,Q1寄生电容 C1两端的电压被抽取到零,为Q1的零电压开通做准备.采用非互补控制,能够在不改变开关频率的情况下,大幅减少开关管导通时间 tmag、tzcd,从而降低电感电流的峰峰值,降低了开关管的导通损耗和 LC 谐振腔中能量循环造成的损耗;过零关断后,电感反向电流被隔断,大幅减少了励磁电感受输出电压箝位继续负向增加而造成的反向导通损耗.4系统设计设计了一款基于TMS320F28335 控制器的DC/DC变
23、换器,其主要优势为以数字电路代替模拟电路实现控制算法,减少了电路面积和成本;采用固定的开关频率,主开关管导通时间基于 PI 调节电压控制,箝位管导通时间基于开关管导通时间和电感的伏秒平衡关系;通过引入 ZVS 辅助脉冲实现主开关管的零电压开通.4.1方案设计数字控制的不对称半桥反激变换器硬件结构如图 7 所示,通过采样电路经由 ADC 模块将输入电压Vin、输出电压 Vo、输出电流 Io采样输入 DSP 中,系统采用电压控制闭环控制,在 PWM 中断中进行环路的计算,输出占空比自适应、死区时间固定的 PWM信号,驱动信号 EPWM1A、EPWM2A、EPWM3A端口分别通过驱动电路驱动 Q1、
24、Q2和 Q3.CrCoQ3Ro+VinLrQ1Q2C1C2SR驱动驱动电路EPWM1aEPWM2aEPWM3aADC1ADC2ADC3采样电路VoIoVinTMS320283355UrefVinIoPIUek+Vo图 7数字控制的不对称半桥反激变换器原理图Fig.7 Schematic of the digital control AHBFC 初级侧的主开关管、箝位管和次级的同步整流管国产 VDMOS 的 LE15N008J,其寄生电容为 C1=C2=Coss=512pF,因副边电流较大采取两个功率 MOS 管并联的方式减少导通损耗,原边采用半桥驱动器 LM5100驱动半桥功率管,副边采用 M
- 配套讲稿:
如PPT文件的首页显示word图标,表示该PPT已包含配套word讲稿。双击word图标可打开word文档。
- 特殊限制:
部分文档作品中含有的国旗、国徽等图片,仅作为作品整体效果示例展示,禁止商用。设计者仅对作品中独创性部分享有著作权。
- 关 键 词:
- 提高 不对称 半桥反 激变 换器轻载 效率 数字化 控制 方法
1、咨信平台为文档C2C交易模式,即用户上传的文档直接被用户下载,收益归上传人(含作者)所有;本站仅是提供信息存储空间和展示预览,仅对用户上传内容的表现方式做保护处理,对上载内容不做任何修改或编辑。所展示的作品文档包括内容和图片全部来源于网络用户和作者上传投稿,我们不确定上传用户享有完全著作权,根据《信息网络传播权保护条例》,如果侵犯了您的版权、权益或隐私,请联系我们,核实后会尽快下架及时删除,并可随时和客服了解处理情况,尊重保护知识产权我们共同努力。
2、文档的总页数、文档格式和文档大小以系统显示为准(内容中显示的页数不一定正确),网站客服只以系统显示的页数、文件格式、文档大小作为仲裁依据,平台无法对文档的真实性、完整性、权威性、准确性、专业性及其观点立场做任何保证或承诺,下载前须认真查看,确认无误后再购买,务必慎重购买;若有违法违纪将进行移交司法处理,若涉侵权平台将进行基本处罚并下架。
3、本站所有内容均由用户上传,付费前请自行鉴别,如您付费,意味着您已接受本站规则且自行承担风险,本站不进行额外附加服务,虚拟产品一经售出概不退款(未进行购买下载可退充值款),文档一经付费(服务费)、不意味着购买了该文档的版权,仅供个人/单位学习、研究之用,不得用于商业用途,未经授权,严禁复制、发行、汇编、翻译或者网络传播等,侵权必究。
4、如你看到网页展示的文档有www.zixin.com.cn水印,是因预览和防盗链等技术需要对页面进行转换压缩成图而已,我们并不对上传的文档进行任何编辑或修改,文档下载后都不会有水印标识(原文档上传前个别存留的除外),下载后原文更清晰;试题试卷类文档,如果标题没有明确说明有答案则都视为没有答案,请知晓;PPT和DOC文档可被视为“模板”,允许上传人保留章节、目录结构的情况下删减部份的内容;PDF文档不管是原文档转换或图片扫描而得,本站不作要求视为允许,下载前自行私信或留言给上传者【自信****多点】。
5、本文档所展示的图片、画像、字体、音乐的版权可能需版权方额外授权,请谨慎使用;网站提供的党政主题相关内容(国旗、国徽、党徽--等)目的在于配合国家政策宣传,仅限个人学习分享使用,禁止用于任何广告和商用目的。
6、文档遇到问题,请及时私信或留言给本站上传会员【自信****多点】,需本站解决可联系【 微信客服】、【 QQ客服】,若有其他问题请点击或扫码反馈【 服务填表】;文档侵犯商业秘密、侵犯著作权、侵犯人身权等,请点击“【 版权申诉】”(推荐),意见反馈和侵权处理邮箱:1219186828@qq.com;也可以拔打客服电话:4008-655-100;投诉/维权电话:4009-655-100。