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基于100 nm砷化镓pHEMT工艺的C波段宽带低噪声放大器芯片.pdf
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1、第6 4卷第4期2023年7 月doi:10.15940/ki.0001-5245.2023.04.004天文学报ACTA ASTRONOMICA SINICAVol.64 No.4Jul.,2023基于10 0 nm砷化镓pHEMT工艺的C波段宽带低噪声放大器芯片田洪亮1何美林2 文刘海文1t(1西安交通大学信息与通信工程学院西安7 10 0 49)(2河北雄安太芯电子科技有限公司石家庄0 50 0 51)摘要作为射电天文接收机系统的关键器件,低噪声放大器的噪声和增益性能对接收机系统的灵敏度有重要影响.采用10 0 nm砷化镓配高电子迁移率晶体管(pseudomorphicHighElect
2、ronMobilityTransistor,p H EM T)工艺,研制了一款可覆盖C波段(4-8 GHz)的低噪声放大器(LowNoise Amplifier,LNA).所设计的LNA采用3级共源级联放大拓扑结构,栅极、漏极双电源供电.常温下测试表明,该LNA在4-8 GHz频段内平均噪声温度为60K,在5GHz处获得最低噪声温度50 K,通带内增益(311.5)dB,输入输出回波损耗均优于10 dB,芯片面积为2.11.1mm,可以应用于C波段射电天文接收机以及卫星通信系统等.关键词仪器,望远镜,技术:射电天文,技术:低噪声放大器中图分类号:P111;文献标识码:A1引言作为射电天文望远镜
3、接收机系统的第1级有源器件,低噪声放大器(Low Noise Amplifier,LNA)不仅要放大望远镜接收到的来自遥远太空的极微弱信号,还要抑制环境以及电路本身对接收信号带来的噪声干扰灵敏度是接收机系统的关键指标,其决定了接收机能接收信号的最小强度,接收机灵敏度与射电望远镜系统的噪声温度成反比 1-2.LNA的噪声、增益与带宽性能共同决定了接收机系统的噪声性能.只有研制出低噪声温度、高增益的低噪声放大器,才能提高射电天文望远镜接收机系统的灵敏度.早期由于基于磷化铟(InP)工艺的晶体管具有2022-04-13收到原稿,2 0 2 2-0 5-31收到修改稿*国家自然科学基金项目(U1831
4、201、6 2 17 136 3),国家重点研发计划项目(2 0 17 YFE0128200),陕西省重点研发计划国际科技合作计划重点项目(2 0 2 2 KWZ-15),陕西省深空探测智能信息技术重点实验室项目(2 0 2 1SYS-04)资助thaiwen,更出色的噪声特性和更高的截止频率,是低噪声放大器设计的研究热点.但是磷化钢工艺制造成本高、击穿电压低、易损性高、稳定性差 3,随着改进高电子迁移率晶体管(metamorphic High Elec-tron Mobility Transistor,m H EM T)、配高电子迁移率晶体管(pseudomorphic High Elect
5、ron Mo-bilityTransistor,p H EM T)等先进工艺的出现,基于砷化镓工艺制备的低噪声放大器可以具备同磷化铟工艺相比拟的噪声性能,并且其稳定性高、成本低的优势开始展现,砷化镓半导体工艺已经进入了成熟期,已被大量应用于高性能低噪声放大器设计 4-10 ,C波段(4-8 GHz)是射电天文的一个重要频段,41-1一W=75 m64卷可以应用于快速射电爆、脉冲星以及分子谱线等观测,是诸多射电天文望远镜必备的观测频段 11-14.本文基于国产10 0 nm栅长砷化镓配高电子迁移率晶体管工艺进行C波段LNA设计,其具有相当高的截止频率和跨导、足够低的噪声系数和寄生电阻等特性从晶体
6、管尺寸确定、工作点选取出发,通过权衡输入级噪声匹配和阻抗匹配设计,保证放大器宽频带噪声和输入回波损耗性能,合理设计级间匹配保证通带内增益平坦度.经过电路仿真以及版图制造,最终设计出的低噪声放大器芯片,在常温下测量结果显示,在4-8 GHz频带内平均噪声温度为6 0 K,在5GHz处获得最低噪声温度为50 K,通带内增益(311.5)dB,输入输出回波损耗均优于10 dB,芯片面积为2.11.1mm,适0.80.6HP/10.4IN0.201.02.03.04.05.06.07.08.09.010.0Frequency/GHz(a)0.8-W=75m0.6-W=50 m.-W=25 mIN0.2
7、01.02.03.04.05.06.0.7.08.09.010.0Frequency/GHz(c)图1所用pHEMT晶体管在不同尺寸情况下的最小噪声系数NFmin和最大增益Gmax:图(a)、(b)分别是保持Wt=25um不变情况下,NFmin和Gmax随栅指数nr变化情况;图(c)、(d)分别是保持栅指数nf=4不变情况下,NFmin和Gmax随栅宽W变化情况.Fig.1 Minimum noise coefficient NFmin and maximum gain Gmax for different sizes of the pHEMT transistors used in this
8、 work.Panels(a)and(b)are the variation of NFmin and Gmax with nf when Wf=25 m respectively;Panels(c)and(d)are the天文学报用于C波段射电天文接收机以及卫星通信系统等应用.2晶体管尺寸及工作点选择晶体管的最小噪声系数NFmin和最大增益Gmax与栅指数nr和栅宽W相关合理选择晶体管尺寸是放大器设计的第1步,需要兼顾噪声、增益以及输入阻抗匹配特性图1比较了所用工艺晶体管在具有不同nr和不同W情况下可实现的最小噪声系数和最大增益特性可以观察到,在栅宽保持W=25m不变情况下,随着栅指数nt
9、增加,晶体管最小噪声系数明显降低,最大增益稍有减小;在保持栅指数nf=4不变情况下,随着W增加,晶体管最小噪声系数和最大增益均有所增加.28一n=226-nF4.n8variation of NFmin and Gmax with W when nf=4 respectively.4期一nF2-nF424.nf8222018161.002.03.04.05.06.0.7.08.09.010.0Frequency/GHz(b)282624222018161.0 2.0 3.04.0 5.0 6.0.7.0 8.0 9.010.041-2-W=50 m.W=25 mFrequency/GHz(d)
10、64卷在考虑晶体管尺寸对最小噪声系数和最大增益的影响的同时,还需要考虑晶体管尺寸对输入噪声匹配的影响.单级晶体管噪声可表示为 15:4RmIFopt-I,2NF=NFmin+其中,Rn为二端口网络的等效噪声阻抗,Zo为特征阻抗,I,为源端反射系数,Iopt为晶体管取得最小噪声系数时对应的最佳源反射系数,其直接影响着晶体管匹配电路设计.固定Wt=50m,当nt分别为2、4、6 和8 时,观察Smith圆图上Topt的移动.图2 的Smith圆图中给出了晶体管最小噪声匹配源反射系数随nr变化规律,可以看出随着栅指数增加,4-8GHz频率范围内Topt逐渐向50 等电阻圆上移动,这样就可以有效减小匹
11、配电路设计复杂度,进而减少由匹配电路引入的额外噪声.然而,随着晶体管尺寸的增加,其漏极电流也将随之增加,从而增加放大器的功耗因此,需要根据所设计放大器的性能指标折中考虑.1.0j0.5j0.2j0.20.51.02.05.0-0.2j-0.5j图2 晶体管最小噪声匹配源反射系数Fopt随nt变化,j为虚数单位.Fig.2 The variation of optimum source reflection coefficientFopt for minimum noise matching,with different nf,j is the田洪亮等:基于10 0 nm砷化镓pHEMT工艺的C
12、波段宽带低噪声放大器芯片NF2-1+INF3-1NF=NFi+G12.0jNFn-1IIGn-1nf=8nf=6n2-5.0j-2.0j-1.0jimaginaryunit.4期晶体管的工作偏置电压控制着晶体管的静态工作点,进而控制着晶体管的噪声和增益性能.图3比较了不同漏源偏压Vds和不同栅源偏压Vgs状态下晶体管的最小噪声和最大增益特性.可以观察到,在Vgs保持-0.6 V不变情况下,随着Vas增加,晶体管最小噪声系数明显增加,最大增益稍有增加;在Vas保持2 V不变情况下,随着Vgs增加,晶体管最小噪声系数和最大增益同样有所增加.综合以上分析,在本文低噪声放大器设计中,在优先保证噪声性能
13、的前提下,考虑增益特性,各级晶体管选择尺寸为8 50 m,偏置电压选择为Vds=1.5V、Vg s=-0.6 V,此时晶体管静态工作点为:漏源偏压Vds=1.5V、漏源电流Ids=34.4mA.3电路设计3.1输入级电路设计根据级联系统噪声公式,n级级联低噪声放大器噪声系数可表示为:(2)5.0j其中,NFi、G;分别为第级电路所具有的噪声系数和增益.(2)式表明,多级低噪声放大器的整体噪声性能主要由输入级的噪声系数决定,后级电路的噪声可通过前级的高增益性能得到抑制.因此,输入级电路的设计直接影响低噪声放大器的整体噪声性能.从偏置电路拓扑结构、稳定性、输入最小噪声匹配以及输入阻抗匹配等多角度考
14、虑,最终设计的输入级电路如图4所示,其中RFin、R Fo u t 为输入输出端口,Lg、La i 为电感,Cg1、Cp、Ca i 为电容,Rd1为电阻,TLs1为源极负反馈传输线,VGG和VDD分别为栅极、漏极电压.GiG2+41-364卷天文学报0.6280.5-Vds=2.0 V-Vds=1.5 V.Vds=1.0 V0.410.30.20.101.02.0 3.0 4.0 5.0 6.0.7.0 8.0 9.0 10.0Frequency/GHz(a)0.6-Vgs=-0.5 V0.5-Vs-0.6 Y4期26-Vds=2.0 V-Vas=1.5 V24.Vds-1.V22201816
15、1.0 2.0 3.0 4.0 5.0 6.0 7.0 8.0 9.010.02826Frequency/GHz(b)Vgs=-0.5 VV-0.6Vgs0.410.30.101.0 2.0 3.0 4.0 5.0 6.0 7.0 8.0 9.0 10.0图3不同偏置电压下pHEMT晶体管NFmin和Gmax的变化.图(a)和(b)分别是保持Vgs=-0.6V时NFmin和Gmax随Vas变化情况;Fig.3 NFmin and Gmax of pHEMT with different bias voltages.Panels(a)and(b)are the variation of NFmi
16、n and Gmax withVds when Vgs=-0.6 V;Panels(c)and(d)are the variation of NFmin and Gmax with Vgs when Vas=2 V.偏置电路供电方式采用栅级、漏极双电源供电,相较于单电源供电方式,可以提高放大器工作效率,同时可以提高设计的灵活性然而,双电CalLd1Rd1RFinoCp山CaT三VGG图4设计LNA的输入级电路结构Fig.4Input stage circuit structure of the proposed LNA-Vs-0.7VFrequency/GHz()图(c)和(d)分别是保持Vd
17、s=2V时NFmin和Gmax随Vgs变化情况。VDDoRFout一24ap/g222018161.0 2.0 3.0 4.0 5.0 6.0 7.0 8.0 9.0 10.0源供电方式需要特别注意栅级、漏极的加电顺序,以免晶体管被瞬时电压击穿电路稳定性是电路性能能够实现的基础,在LNA设计过程中,需要保证LNA在全频段范围内都能实现绝对稳定.放大器绝对稳定的充分必要条件是保证稳定性判据1,可由两端口散射参数(S11,S2 2,S12,S2 1)计算为:1-|S11/2=S11S2 2-S2 1S12,二S22-S1/+|S2 1S12 l其中上标星号表示对应变量的复共轭.Vs-0.7VFre
18、quency/GHz()(3)41-4-NFmin64卷本文输入级电路设计中,高频稳定性可由TLs1实现,通过在漏极偏置接入Ldi和Rd1串联网络来提高低频的稳定性能.图5给出了输入级电路稳定性2.01.81.61.41.21.00与窄带放大器的噪声匹配不同的是,在进行宽带低噪声放大器的噪声匹配设计时,为了保证放大器在整个工作频带内的噪声性能,可以采取的方法是适当偏离中心频点进行匹配,这里我们选择在高频点(8 GHz)处进行噪声匹配.由于在前述晶体管尺寸选择时已经考虑栅指数对噪声匹配的影响,减小了噪声匹配电路的难度,如图4所示,在输入级只需引入电感L。就可以起到良好的噪声匹配的作用.同时,由于
19、该电感串联在栅极上,也可以帮助提升电路的稳定性.并且为了降低电感引入的额外噪声,设计中使用空气桥电感,减小了电感中介质损耗,进而减小匹配网络引入的额外噪声.图5(b)给出了输入级电路噪声系数的仿真结果,可以看出,在高频和低频处实现了噪声匹配,并且全频段噪声系数低于0.7 5 dB.值得关注的是,低噪声放大器输入级电路设计时需要同时兼顾最小噪声匹配和阻抗匹配.而实际设计中,由于最佳噪声匹配阻抗与最佳阻抗匹配点差别较大,在宽带低噪声放大器设计中,往往难以保证在取得良好噪声匹配的同时获得好的输入阻抗匹配.解决办法是在漏极并联接地电容.图6 给出了不同并联电容C,对输入级电路输入反射系数S11田洪亮等
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