用于全向无线电能传输的两种磁矢量控制方式对比分析_王思明.pdf
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1、为实现全向无线电能传输,基于二维正交磁耦合机构提出了磁矢量旋转和磁矢量定向的控制方式。首先,采用基波等效分析法(fundamental harmonic approximation,FHA)设计使电压增益可调的 LCC/S 谐振补偿网络。其次,依据两种控制方式的机理给出激励电流的控制方法,从理论上对比二者传输效率差异同位置的关系。在上述基础上,由 Ansys/Maxwell 仿真得到两种控制方式的磁场时空特点,并基于空间互感分布的 Matlab/Simulink 仿真模型验证了两种控制方式的可行性。最后,搭建一台实验样机对理论分析进行验证,测得样机的传输效率的空间分布。仿真和实验结果表明:所提
2、控制方式均可应用于正交磁耦合机构实现全向无线电能传输,磁矢量定向效率优于磁矢量旋转,平均效率提升了 33.18%。关键词:无线电能传输;全向;磁矢量旋转;磁矢量定向;效率对比 Comparative analysis of two magnetic vector control methods for omnidirectional wireless power transmission WANG Siming,ZHENG Hao(School of Automation and Electrical Engineering,Lanzhou Jiaotong University,Lanzho
3、u 730000,China)Abstract:To realize omnidirectional wireless power transmission,the control methods of magnetic vector rotation and magnetic vector orientation are proposed based on a two-dimensional orthogonal magnetic coupler.First,an LCC/S resonant compensation network with adjustable voltage gain
4、 is designed using the fundamental harmonic approximation(FHA)method.Second,the control method of the excitation current is given according to the mechanism of the two control methods,and the relationship between the transmission efficiency difference and position is compared theoretically.From this
5、,the space-time characteristics of the magnetic field in the two control modes are obtained by Ansys/Maxwell simulation,and the feasibility of the two control modes is verified by a Matlab/Simulink simulation model based on the spatial mutual inductance distribution.Finally,an experimental prototype
6、 is built to compare the waveform characteristics of the two control methods and measure the spatial distribution of transmission efficiency.The simulation and experimental results show that two control methods can be applied to the orthogonal magnetic coupler for omnidirectional wireless power tran
7、smission,and the efficiency of the magnetic vector orientation is better than that of the magnetic vector rotation,with an average efficiency increase of 33.18%.This work is supported by the National Natural Science Foundation of China(No.61867003).Key words:wireless power transmission;omnidirection
8、al;magnetic vector rotation;magnetic vector orientation;efficiency comparison 0 引言 无线电能传输(wireless power transmission,WPT)技术具有无拔插磨损、动态性好、穿透性好、兼容性好等优势,使得 WPT 技术得以商业化发展,基金项目:国家自然科学基金项目资助(61867003)如便携式设备、植入医疗设备、电动汽车、水下及矿井设备的研究和应用1。WPT 领域的多数研究均针对接收线圈相对固定的定向一维系统,当发射线圈和接收线圈位置发生偏移时,系统传输功率和效率急剧下降2,限制了接收线圈的灵
9、活性和能量传输自由度。全向无线电能传输(omnidirectional wireless-110-电力系统保护与控制电力系统保护与控制 power transmission,OWPT)技术可以实现接收端灵活地接收能量,提升能量传输自由度,引起了国内外学者的高度关注。现有的研究主要针对磁耦合机构设计和磁矢量控制两方面开展。在磁耦合机构设计方面,主要包括抗平面偏移和抗角度偏移。文献3-5分别采用 DDQ/DD 线圈和扁平螺线管磁耦合机构,通过补偿漏感减小互感的波动,实现平面抗偏移。但其抗偏移特性仅局限于二维平面,无法实现三维空间传能。文献6-7分别设计正四面体、三维偶极线圈多自由度拾取机构,实现了
10、接收线圈旋转时的功率稳定传输,显示了良好的抗角度偏移性能。但多自由度的拾取机构需要额外的磁芯引导磁力线,将导致产生额外的重量和成本。文献3-7均只考虑平面偏移或角度偏移单一因素,但至少需要两个维度的磁矢量才能实现 OWPT。在磁矢量控制方面,包括全向磁场控制和定向磁场控制。文献8提出圆柱形发射机构,在三相对称线圈通入三相对称电流,合成径向的圆形旋转磁矢量。然而,空间位置为 120的发射线圈存在互感,降低了功率密度。文献9-10通过控制发射线圈产生机械旋转磁场,但旋转电机的加入,导致产生了额外的损耗和重量。文献11提出一种发射线圈自由定位传输功率的技术,通过接收线圈向发射线圈反馈电压以获得最佳相
11、位,实现定向电能传输。本文基于二维正交发射线圈,分析了该耦合机构的空间互感分布特性,对比了两种控制方式实现OWPT 的原理。为实现一定范围内的恒压输出,设计了 LCC/S 补偿网络,并基于该网络对比了磁矢量定向和磁矢量旋转两种控制方式的传输效率。最后,通磁场和电路仿真验证了两种电流控制方式实现OWPT 的可行性,并通过搭建实验样机对比了两种控制方式的传输效率。1 OWPT 系统架构 本文采用的基于正交发射线圈的 OWPT 系统由直流电源、高频逆变器、发射线圈及其谐振补偿、磁耦合机构、接收线圈及其补偿、整流滤波、负载组成。如图 1 所示,磁耦合机构包括线圈 1 和线圈2,两发射线圈保持空间正交,
12、实现了磁场的解耦,接收线圈 S 为螺线管圆柱线圈。补偿网络采用基于LCC/S 拓扑结构的谐振补偿。基于该系统架构,接收线圈可在正交发射线圈柱形空间范围内实现全向电能传输,在任意位置均可获取稳定的电能12。接收线圈的方位偏移可定义为 3 个空间位置变量,用来表示接收线圈相对于发射线圈的空间位置坐标。定义 d 为两线圈间的垂直距离,A 是接收线圈径向偏移距离,为接收线圈的角度偏移。如图 2所示,同将空间平面划分为 4 个扇区12:扇区 I、扇区 II、扇区 III 和扇区 IV。图 1 OWPT 系统整体架构 Fig.1 Overall system architecture of OWPT 图
13、2 磁耦合机构空间位置关系 Fig.2 Spatial position relationship of magnetic coupler 根据接收线圈与双正交发射线圈位置关系,可将位置偏移分为以下 6 类:1)扇区 I(与线圈 1 和线圈 2 同时存在耦合);2)扇区 II(与线圈 1 和线圈 2 同时存在耦合);3)扇区 III(与线圈 1 和线圈 2 同时存在耦合);4)扇区 IV(与线圈 1 和线圈 2 同时存在耦合);5)与 X 轴正交(仅与线圈 1 存在耦合);6)与 Y 轴正交(仅与线圈 2 存在耦合)。2 系统建模分析 2.1 补偿网络建模分析 WPT 系统补偿网络根据补偿元件
14、数量可分成低阶补偿和高阶补偿13。研究表明,低阶补偿的谐振元件参数对电路过于敏感,存在输出增益不可调等缺点。本文基于图 3 所示的 T 型电路设计 OWPT系统的补偿网络,实现恒压输出,提高抗偏移能力。王思明,等 用于全向无线电能传输的两种磁矢量控制方式对比分析 -111-图 3 T 型电路拓扑 Fig.3 T-circuit topology 假定输入为正弦,输入电压和电流幅值分别为UIN和IIN,输出电压和电流幅值分别为UOUT和IOUT。OUT3vINref13OUT3iIN13refIN13refININ23refj/(jj)j(jj)(jj)jjUXGUZXXIXGUXXZUXXZZ
15、IXXZ=|+|=+|+=|+(1)式中:121323jjjjjjXXXXXX=+;Zref为反射阻抗;vG为电压增益;iG为电流增益;ZIN为等效输入阻抗。由式(1)可见,若要实现恒压输入时恒压输出,电压增益Gv应为与Zref无关的常值14,可表示为 3v13jjjXGXX=+(2)在图3所示的T型电路模型中,为使无功功率为0,由式(1)得到输入阻抗如式(3)所示。23refIN223ref212132323ref132223ref(+)(+)(+)+(+)j(+)+X ZZXXZX XX XX XXXZXXXXZ=+(3)若refZ为纯电阻,在式(3)中,令 123jjjjjXXXXX=-
16、(4)将对称元件X、X-分别等效为图4所示的电感、电容模型,其数学表达式为 f111f111XLLCXC=-=-(5)图5为不同类型补偿网络的电压增益。本文原边为电压增益可调节的LCC网络,副边采用具有恒流特性的S网络。该补偿网络可根据负载需求通过调节补偿电感调节电压增益,系统效率高于双边LCC结构拓扑,在相同互感下,电压增益明显高于其他补偿网络,对元器件参数偏差不敏感15。图 4 LCC 补偿网络 Fig.4 LCC compensation network 图 5 不同类型补偿网络电压增益 Fig.5 Voltage gain of different types of compensat
17、ion network 本文提出的基于磁矢量旋转和磁矢量定向控制的OWPT系统电路原理如图6所示,符号说明见表1。补偿网络结构LCC/S中的Lf1、Lf2和Cf1、Cf2构成良好的低通滤波电路,可采用基波等效分析法进行分析14。FHA的核心思想是对方波信号采用傅里叶级数展开,由于电路的滤波作用,只考虑与逆变器开关频率相等的基波分量,忽略高次谐波分量的影响。设逆变器的移相角为,逆变器开关角频率为0,由傅里叶变换可得逆变器的输出电压IN()ut为 0dIN1,3,5,sinsinsin()422()nnnntUutn+=|=(6)忽略系统的高次谐波,采用FHA法进行稳态分析,IN()ut的基波表达
18、式为 dIN2 2sin2UU=|(7)由于全桥整流将Us钳位为方波,电流为正弦波,那么负载电阻oR可折算到全桥整流电路输入侧,得到反射电阻oeqR为 oeqo28RR=(8)-112-电力系统保护与控制电力系统保护与控制 图 6 系统电路原理图 Fig.6 System circuit schematic 表 1 电路符号定义 Table 1 Definition of circuit symbol 符号 定义 Lp1,Lp2,Ls 发射线圈、接收线圈的自感 Lf1,Lf2,Cf1,Cf2 发射端附加谐振电感、电容 Cp1,Cp2 发射端隔直电容 Rf1,Rf2 发射端附加谐振电感内阻 R1
19、,R2 发射线圈等效电阻 Rs 接收线圈等效电阻 Mp1s,Mp2s 发射线圈与接收线圈 S 互感 UDC,IDC 直流电压源、直流电流 Ip,Is 发射线圈电流、接收线圈电流 UIN,IIN 逆变器输入电压、输入电流 D1D4 整流二极管 Uo,Ro,Co 直流输出电压、负载电阻、输出滤波电容 以逆变器1为例,当逆变器开关频率保持不变时,LCC/S补偿网络的谐振条件为 p1f1p1f1ss111LLCCLC-=|=|(9)式中,为谐振角频率。根据FHA和全桥整流电路电阻折算等效原则,得到图7所示的FHA互感模型。OWPT系统输出功率oP和传输效率分别为 22oeqp1sP1p2sP22oso
20、eq2oeqs(+)(+)RMIMIPI RRR=(10)o22222offppss11100%iiiiiiPPI RI RI R=+(11)图 7 FHA 互感模型 Fig.7 Mutual inductance model of FHA 3 磁矢量控制原理分析 3.1 正交发射线圈磁矢量特性分析 图8为正交发射线圈结构简图,分别通入频率相同的正弦电流,流过两线圈的电流表达式分别为 p1pp2pcos()cos()iItiIt=|=+|(12)式中:pI为电流幅值;p1i是通入线圈1的电流;p2i是通入线圈2的电流;为p1i和p2i的相位差。图 8 正交磁耦合机构简图 Fig.8 Diagr
21、am of orthogonal magnetic coupler 王思明,等 用于全向无线电能传输的两种磁矢量控制方式对比分析 -113-其中,p1i和p2i在发射线圈产生的磁势表达式为 1 p1112 p222icos()ijcos()jfN iFtfN iFt=|=+|?(13)式中:1N、2N分别为发射线圈1、2的匝数;1F、2F为磁势的幅值;i?、j?分别为单位正交向量。由图8可得合成磁矢量空间角的正切值为 tan(costan()sin)t=-(14)式中,21/FF=。令1=,根据式(14),绘制如图9所示的合成磁矢量空间角与相位差、时间角t之间的关系。1=时,磁矢量空间位置变化
22、情况如图10所示。由图10(a)可知,当(1/2)k+=时,合成矢量空间角保持线性变化,周期为。当空间正交的线圈通入相位差为90、幅值相同的电流时,该线圈的合成磁矢量将保持圆形旋转,旋转角频率同电流角频率一致。由图10(b)可知,当电流相位差为(1/2)k+或k时,随t非线性变化,即合成磁矢量保持非线性旋转16。图 9 磁矢量空间角与、t 的关系 Fig.9 Relationship between magnetic vector orientation and and t 图 10 1=时,磁矢量空间位置变化 Fig.10 Variation of spatial position of m
23、agnetic vector when 1=当接收线圈位置任意,可以根据接收线圈位置确定合成磁矢量的大小和空间角的值,进而得到分量1F和2F。将(1/2)k=+代入式(14)可得 tansgn tan()kt=(15)式中,1,0sgn 1,1kkk=-=。根据式(15)可以得到当1时的磁矢量空间位置变化情况,如图11所示。两个磁矢量幅值比例系数取不同值,即两发射线圈电流幅值不等。当1=时,图11和图10完全相同;当1 时,对比图10(b)和图11(a)可知,其相同之处在于随t呈非线性变化,不同之处在于图11磁矢量空间位置对称性更佳。图 11 1时,磁矢量空间位置变化 Fig.11 Varia
24、tion of spatial position of magnetic vector when 1-114-电力系统保护与控制电力系统保护与控制 综上所述,正交发射线圈合成磁矢量的空间位置有3种可能情况:线性旋转、非线性旋转、定向,分别如图10(a)、图10(b)和图11(b)所示。同时,当合成磁矢量处于线性旋转或非线性旋转模态下,磁场旋转快慢由电流频率决定;当合成磁矢量处于定向模式下,如图11(b)所示,通过连续改变分量幅值比例系数来改变合成磁矢量空间角,可实现对负载位置的实时跟踪。3.2 磁矢量旋转与定向效率比较 图12所示为两种模式的磁矢量轨迹示意图。当正交发射线圈通入如式(16)所示
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