一种面向生物医疗传感的电压型CMOS带隙基准源电.pdf
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1、引用格式:刘凌雁,高同强,蔡刚,等一种面向生物医疗传感的电压型 CMOS 带隙基准源电路 J.微电子学与计算机,2023,40(9):83-89LIU L Y,GAO T Q,CAI G,et al.A voltage-based CMOS bandgap reference source circuit for biomedical sens-ingJ.Microelectronics&Computer,2023,40(9):83-89.DOI:10.19304/J.ISSN1000-7180.2022.0692一种面向生物医疗传感的电压型 CMOS 带隙基准源电路刘凌雁1,2,高同强2,3
2、,蔡刚1,2,黄志洪2,宋柄含3,杨伟华3,徐天睿3(1 中国科学院 空天信息创新研究院,北京 100094;2 中国科学院大学 电子电气与通信工程学院,北京 100049;3 领创医谷 北京,100070)摘要:基于生物医疗芯片中植入式神经刺激器的应用需求,提出了一种基于 BCD 工艺的电压型 CMOS 带隙基准源电路.针对植入式芯片供电电压变化大的特点,在传统 widlar 电流源结构基础上,引入了二级运放输出反馈,为运放本身、带隙核心电路以及测温前端提供了稳定的偏置电流,以提高基准电路的电源抑制比以及线性调整率.同时为了消除运放失调电压 Vos 对输出电压稳定性的影响,根据电阻阻值变化范
3、围设计了电阻修调矩阵,降低了基准电压的温度系数.选用 TSMC 0.18 um BCD 工艺进行设计仿真,仿真、测试结果表明,该基准源可以在 1.8 V-6 V 电压下正常工作,电压线性调整率为 0.023%;电源抑制比在 10 Hz 时为78 dB,100 Hz 时为55 dB.在40-125范围内,温漂系数为 16.68 ppm.电路总功耗在 5 V 电压下为 90uW,芯片核心电路面积为 0.150.38 mm2.关键词:温漂系数;电源抑制比;线性调整率中图分类号:TN431.1 文献标识码:A 文章编号:1000-7180(2023)09-0083-07A voltage-based
4、CMOS bandgap reference source circuit forbiomedical sensingLIU Lingyan1,2,GAO Tongqiang2,3,CAI Gang1,2,HUANG Zhihong2,SONG Binghan3,YANG Weihua3,XU Tianrui3(1 Aerospace Information Research Institute,Chinese Academy of Sciences,Beijing 100094,China;2 School of Electronic,Electrical and Communication
5、 Engineering,University of ChineseAcademy of Sciences,Beijing 100049,China;3 Leadinno Valley,Beijing 100070,China)Abstract:A voltage-based CMOS bandgap reference circuit is proposed for the application requirements of implantableneurostimulators in biomedical chips.The cascode current source and the
6、 two-stage op-amp structure are used to improvethe power supply rejection ratio and the voltage line regulation.Based on the traditional widlar current source structure,thetwo-stage op-amp output feedback is introduced to provide a stable bias current for the op-amp itself,the bandgap corecircuit an
7、d the temperature front-end.In order to eliminate the effect of the op-amp offset voltage Vos,a resistor trim matrixis designed according to the maximum range of resistance change of the process library,which improves the temperaturecoefficient of the reference voltage.The design circuit is based on
8、 TSMC 0.18 um BCD process,and the test results showthat the voltage line regulation is 0.023%at 1.8 V-6 V,the power supply rejection ratio is 78 dB at 10 Hz and 55 dB at100 Hz,the temperature coefficient is 16.68 ppm at 40-125,the total power consumption of the circuit is 90 uW at 5 收稿日期:2022-11-02;
9、修回日期:2022-12-03基金项目:国家自然科学基金(61704173)40 卷 第 9 期微 电 子 学 与 计 算 机http:/Vol.40No.92023 年 9 月MICROELECTRONICS&COMPUTERSeptember 2023V,and the core circuit chip area is 0.150.38 mm2.Key words:Temperature coefficient;PSRR;line regulation 1引言生物医疗传感器可用以检测人体的各项生理参数,随着集成电路制造工艺进步与生物传感器的发展,生物医疗传感器的微型化、无线化、低功耗成为
10、主要发展方向,给医疗电子设备带来更大的发展空间.特别是植入式神经刺激芯片的发展,能够在进行微弱的生理信号采集同时输出各种高压刺激电流,达到相应的治疗目的1.这时传统的标准 CMOS 工艺已不能满足刺激设备对高压驱动电路的设计需求,由于 BCD 工艺同时具有高压器件以及标准的 CMOS器件,研究 BCD 工艺下的基准源产生电路就成为一种必然.一个典型的带隙基准源需要输出一个不随环境温度变化的电压(电流),为其它电路模块提供基准电压(流)源,基准电压(流)源的温度稳定性直接影响到这个系统的精度和性能,因此降低温度系数,保持稳定的参考电压输出是本文追求的目标.同时带隙基准源需要提供一个随环境温度变化
11、的线性电压输出,该线性电压被后续 ADC 模块处理后,给系统提供一个环境温度参考.另一方面,常见的植入式神经刺激芯片,无论采用电池还是无线供电方式,其供电能力均不够稳定,例如,有源供电方式下锂电池输出电压动态范围就在 2.74.2 V 之间,实际输出电压在2.83.7 V 以内;无源供电方式在刺激器植入皮下后,电源电压随着芯片植入深度变化而变化,导致芯片工作电压的不稳定2.为了在较大工作电压范围内保持正常的工作状态,植入式电子电路的抗干扰需求都很高,对其中带隙基准源的电源电压抑制比、线性调整率等指标都提出了一定的设计要求.为了降低温漂系数,带隙基准源常采用高阶温度系数补偿的方法.高阶温度系数补
12、偿电路根据补偿原理可分为亚阈值补偿型3和电阻分段线性补偿4以及 PTAT2补偿5,电阻分段线性补偿非常依赖电阻本身准确的温度系数和阻值,如果分段较多,其修调电路会消耗较大的芯片面积.而亚阈值型补偿和PTAT2补偿需要在原有基础上继续增加亚阈值电流,PTAT2电流,增加了功耗.为了提高电源抑制比,带隙基准源常采用增加预调制电路6或增加低压线性稳压器7的方法,增加功耗且消耗芯片面积.尤其文献中在增加多个低压线性稳压器后,仅运放功耗就达到了 0.2 mW.本文设计的电路利用 TSMC 0.18 um BCD 工艺,在传统 widlar 电流源结构基础上,引入了二级运放输出反馈,为运放本身、带隙核心电
13、路以及测温前端提供了稳定的偏置电流,设计了一种能在较宽电压范围、较宽温度范围下工作的带隙基准电路,能为生物医疗芯片提供稳定参考电压,同时可为内部温度传感器提供随温度线性变化的电压.2本文带隙基准源电路图 1 为本文所采用的带隙基准源电路的详细原理图,BGR 核心电路部分采用常见的电压模式带隙基准电路,而启动电路迫使电路从零状态中出来,使工作在正常工作状态下.偏置电路采用经典的 widlar电流源,给运放产生正常工作的电流源,同时为不同发射极面积的三极管提供偏置电流.2.1核心电路VEBVEB从图 1 中抽取出带隙基准源的核心电路,如图 2所示,其核心思想是利用单个晶体管射-基极电压 的负温度特
14、性,和两个相同晶体管的差值的正温度特性,这两个正、负温度系数再以一定的权重相加,从而得到一个零温度系数的基准电压.具体分析如下:VEBVOSVEB两个二极管连接的 PNP 三极管偏置电流比为n1,且三极管发射极面积比为 1m,n 和 m 均为常数,为两个三极管的射-基极电压差,理想情况下运放偏移电压为零,可以推导为:VEB=VTlnnI0ISVTlnI0mIS=VTln(mn)(1)VT=kTqI0VebVeb式中,热电压,k 为玻尔兹曼常数,q 为电子电荷,T 为温度值.由上式,当两个二极管连接的三极管在偏置电流不相同时,且忽略相应基极电流,偏置电流 由工作在饱和区的 MOS 管产生,误差小
15、,可以认为是一个常数,因此得到了随温度线性变化的正温度系数电压.而本身是具有负温度系数的电压,温度系数在室温下约为 1.5 mV2 mV/8.将正负温度系数电压经过电阻比例相加,即得:Vref=Veb+VebR1(R1+R2)=Veb+Veb(1+R2R1)(2)84微电子学与计算机2023 年R2=R3IptatVptat式中,.如图 1 所示,电流经过电阻 R 产生对应电压:Vptat=IptatR=2VEBR1R=2RR1VEB(3)VptatVptatIptat是可以根据参考电压范围调整电阻 R 的前端电压.将作为 ADC 的待测电压,输入 ADC,即可满足温度传感器前端的要求.在电路
16、版图设计时,为了形成共质心匹配,一般选择三极管的发射极面积比为 81,241 等,可组成 3 3,5 5 的阵列.发射极面积决定通过电流大小,因此,在=2.4 uA 的大偏置电流下,选择 241 的三极管发射极面积之比,即n=1,m=24.2.2启动及偏置电路图 1 所示,在上电时,PM1导通,而 NM1和 NM2接成正向二极管的形式,当 PM1导通时,NM1和 NM2正向二极管导通,R4为限流限压电阻,保证 NM1与NM2两端电压为阈值电压附近即可.NM1与 NM3尺寸一致,而它们栅极电压相同,则有Vgs1+Vgs2=Vgs3+Ids3R5(4)Ids3Ids3而 NM1与 NM2由于二极管
17、连接一定工作在饱和区,根据式(4),调整 R5的电阻大小即可得到相应偏置 电 流,通 过 电 流 镜 结 构 的 PM2,PM4-PM6,NM5-NM6比例复制后作为尾电流源注入运放.上电后,NM9的栅极电压通过电阻 R6对电容 C1和作为 MOS 电容的 NM10充电,拉高了 NMOS 关断管 Noff 的栅极电压,Noff 导通,将 NM5与 NM6栅极拉低到地,PM5与 PM6停止对运放的电流注入,启动完成.NM7-NM8,PM7-PM9共同构成二级运放的偏置电路.根据 PM7与 PM8栅极电压相等且工作在饱和区得:2Ids7pCox(W/L)7+VTH7=2Ids8pCox(W/L)8
18、+VTH8+Ids8Rs(5)Ids7Ids8(W/L)7(W/L)8VTH7VTH8Rs式中,=,:=1k,忽略体效应(),PM9的等效内阻为,则有:VssNM2NM1NM3NM5NoffNM6R6C1R5R4PM1VddPM2IstartPM3PM4PM5PM6PM7NM7NM8NM11NM10NM12NM13R2R3VrcfIptatRR1PNP224PNP21NM9PM8PM9PM12PM14PM15PM13PM16PM17PM18PM19PM11PM10启动及偏置电路BGR 核心电路图1本文带隙基准源及温度传感前端电路图Fig.1 the proposed bandgap refer
19、ence circuit and the front-end of temperature sensor nI0I0VosR3R1AQ1Q2mAVoutVddVbias+R2+1图2核心电路简图Fig.2 Core circuit diagram第 9 期刘凌雁,等:一种面向生物医疗传感的电压型 CMOS 带隙基准源电路85 Ids7=Ids8=2pCox(W/L)71Rs2(11k)2(6)Ids8经过电流镜结构的 PM7-PM11 复制即得运放的偏置电流,本文中 k 取 4.2.3提高 PSRR 和线性调整率的结构植入式刺激器芯片具有无源供电和有源供电两种方式,无源供电模式下,采用无线充电
20、模块供电,由市场上已有商用无线充电模块进行皮下测试后的数据得,无线充电模块输出端电压在 4.535.002 V 之间变化;有源供电模式下,采用锂电池供电,锂电池标称电压为 4.2 V,实际输出电压为 2.83.7 V2.由无源和有源供电模式下的供电电压可得,带隙基准源至少需要在 2.85.002 V 的电源电压范围下正常工作,因此,需要提高带隙基准源的电源抑制比和线性调整率.PSRR=VoutVin/VddVoutVddVrefPSRR=(VrefVdd)2PSRR=20lg(VrefVdd)line_regulation=VoutVdd=VrefVdd根据定义:电源抑制比;而基准电压电路的输
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