含电容单元的级联H桥七电平调制策略.pdf
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1、第 43 卷 第 8 期2023 年 8 月电 力 自 动 化 设 备Electric Power Automation EquipmentVol.43 No.8Aug.2023含电容单元的级联H桥七电平调制策略顾军,张维国,卜荣荣,李平,张明,杜治斌(安徽理工大学 电气与信息工程学院,安徽 淮南 232001)摘要:针对传统三单元级联H桥直流电源电压利用率较低的问题,采用电容替代其中利用率较低的直流电源,构成含电容单元的级联H桥逆变器。围绕该型逆变器的调制策略及电容选择等问题,在载波层叠式脉宽调制策略的基础上,利用冗余开关状态改进现有调制策略。通过采集电容电压和输出电流,切换调制模式实现电容
2、充放电控制。分析电容电荷量在不同调制度下的变化,得到电容电压稳定到参考值所需要满足的条件。考虑到电容纹波电压不超过参考值10%的要求,并结合最大连续放电区间,计算出最小参考电容,使逆变器达到最优配置。通过仿真和实验证明了新型调制策略可对电容充电并具有良好的稳压效果。关键词:多电平逆变器;级联H桥;电容单元;调制策略;电容电压控制中图分类号:TM464 文献标志码:ADOI:10.16081/j.epae.2023020230 引言随着电力电子逆变器的快速发展,多电平逆变器因输出电能质量高、总谐波畸变率(total harmonic distortion,THD)小、开关应力低、电磁干扰小、电压
3、变化率(du/dt)小等而备受关注1。多电平逆变器可以分为中性点箝位(neutral point clamped,NPC)型23、飞跨电容(flying capacitor,FC)型4和级联 H桥(cascaded H-bridge,CHB)型5。NPC 型和 FC 型随着输出电平数增多,需要的二极管以及悬浮电容就越多,这造成控制方法复杂,从而限制了其发展;且NPC型开关管存在损耗分布不均匀、散热系统优化设计复杂、需要额外电路对悬浮电容预充电等问题6。CHB型逆变器具有模块化结构且不需要考虑FC型逆变器的直流侧电容均压问题,所以在新能源发电、高压大功率直流输电、电能质量综合治理等场合得到了广泛
4、的运用78。CHB型逆变器以单元模块间级联的方式得到高电平、大功率的输出,但是其总的直流电源电压利用率较低。且较多的隔离直流电源一方面会导致系统成本增加,另一方面会对故障的检测和判断造成困难。在直流电源出现波动的情况下,CHB型逆变器输出电压将受到严重影响。为了解决直流电源电压利用率低的问题,文献9 提出将传统正弦调制波转换为梯形波,通过选择合适的三角化率提高逆变器直流电压利用率,同时采用载波周期轮换,在一个调整波周期内实现各单元之间的传输功率均衡,该方法改变了调制波,会在输出电压中引入难以消去的低次谐波;文献 10提出基于载波自由度和载波移相(carrier phase shift,CPS)
5、调制策略相结合的新型调制策略,通过将三角载波重新分配得到新型载波,并利用CPS调制原理将载波信号移相/N(N为单元数)个单位,最终调制波与载波相互比较得到脉宽调制(pulse width modulation,PWM)信号,此方法增加了开关频率,相应地增加了开关损耗,且数字控制较难实现。为了解决 CHB型逆变电路隔离直流电源较多的问题,文献 1112 提出单电源型混合CHB型逆变器,其中高压单元由直流源供电,低压单元由电容代替直流电源,采用特定谐波消除法得到逆变器触发延迟角,使电容电压稳定在直流源电压的一半。此方法消除的谐波次数与H桥单元数密切相关,当单元数较少时无法列写出足够的方程消除更多次
6、谐波,且很难在线计算。文献 1314 提出采用混合调制法,主逆变器采用阶梯波调制,辅助逆变器采用PWM,输出谐波较少,但其难以扩展至更多单元。文献 15 提出根据采样得到的回路电流方向和电容上的电压大小来切换2种开关模式,使得电容电压稳定在参考值,以改善输出波形质量,但调制度变化范围太窄。文献 1617 通过引入充电开关管组,电源可为电容频繁地充电,使电容电压在一定程度上保持恒定,独立电源和电容有效组合使得多电平逆变器稳定运行,但所提方案改变了传统硬件结构,增加了硬件成本和多路PWM端口资源,且软件控制不易实现。本文以三单元七电平 CHB型逆变器为研究对象,主H桥逆变桥由直流电源供电,辅助H桥
7、逆变桥由电容供电,采用混合调制法,根据电容电压和电流方向来改变控制策略,稳定电容电压,分析不同调制度下电容电压稳定到参考值所需阻抗角,并通过计算得到电容最佳取值。最后,通过仿真和实验验证所提方案运行结果的正确性。收稿日期:20220914;修回日期:20221230在线出版日期:20230508基金项目:安徽省自然科学基金资助项目(2108085ME180)Project supported by the Natural Science Foundation of Anhui Province(2108085ME180)第 8 期顾军,等:含电容单元的级联H桥七电平调制策略1 含电容单元的CH
8、B型逆变器及调制策略1.1含电容单元的CHB拓扑单相CHB拓扑如图1所示,三相拓扑图见附录A图A1。其中H1桥和H2桥直流侧由电源供电,组成主逆变器模块;H3桥由电容供电,为辅助逆变器模块。图中:udci(i=1,2)为直流电源,udci=E;uc为电容电压;C为悬浮电容;R、L分别为负载电阻和电感;Qkj(k=1,2,3;j=1,2,3,4)为功率开关管;uo和io分别为输出电压和电流,其表达式分别如式(1)、(2)所示。uo=uo1+uo2+uo3(1)io=Imsin(t-)(2)式中:uoi为单元i的输出电压;Im为输出电流的幅值;为阻抗角;为电网角频率。每个 H桥有 4种导通方式,如
9、图 2所示。以 H1桥为例:模态 1,Q11、Q14导通,Q12、Q13关断;模态 2,Q12、Q13导通,Q11、Q14关断;模态3,Q13、Q14导通,Q11、Q12关断;模态4,Q11、Q12导通,Q13、Q14关断。4种导通方式分别对应输出电压E、-E、0、0。选取流出H桥为输出电流参考方向,对于H3桥,模态1下输出电流为负以及模态2下输出电流为正时电容充电,即输出电流与输出电压正负相反时电容充电,反之放电;模态3和模态4下电容既不充电亦不放电。由H桥输出的4种工作模态,可以得到各单元的输出电压状态,分别为-E、0、E,不妨用Si取值-1、0、1分别对应表示以上3种输出电压状态,进而3
10、个单元的总输出电压状态可表示为S=(S1,S2,S3)。当电容电压uc=E时,三单元CHB工作模态共有43种组合方式。当输出电压uo=E时,对应的总输出电压状态组合方式有6种,即(1,0,0)、(0,1,0)、(0,0,1)、(1,-1,1)、(-1,1,-1)、(-1,-1,1)。根据模态3和模态4,当输出电压为0时对应的总输出电压状态组合有2种方式。为了方便调制,当调制波uref 0时,选择模态3进行调制;当调制波uref 0,输出电压为0时均采用模态3进行调制。由输出电压的基本组合可知,当输出电压为E时共有6种组合方式,所以在实现PWM的过程中,CHB型逆变器具有丰富的冗余开关状态可供选
11、择。依据载波移幅调制原理,结合各单元输出冗余状态,选择其中的12种状态组合构成2种基本调制模式,且2种基本调制模式均兼具载波移幅调制的输出电压特性。12种组合的总输出电压状态分别为(1,0,-1)、(1,1,-1)、(1,-1,-1)、(1,1,0)、(0,-1,-1)、(1,1,1)、(-1,-1,-1)、(0,1,1)、(-1,-1,0)、(-1,1,1)、(-1,-1,1)、(-1,0,1)。以单元为轴,可以建立三维立体状态下的输出电压分布,2种基本调制模式的总输出电压状态分布图见附录A图A2。1.2含电容单元的CHB调制策略由1.1节中含电容单元的CHB,在电容电压稳定的情况下,2种调
12、制模式均可保证输出电压的波形质量。以保证输出电压波形质量为前提,将通过2种模式互相切换使电容电压稳定在参考值附近。模式1、2的调制原理图见附录A图A3。图中:ucri为三角载波;Qkj为开关管Qkj的控制信号,由于H桥的控制信号上桥臂与下桥臂互补,所以图中只给出上桥臂控制信号。当调制波uref E时,Q21为高电平,其余时刻为低电平;当调制波uref-E时,Q22为高电平,其余时刻均为低电平。Q21和Q22与调制模式无关,仅与调制波大小有关。调制波表达式为:uref=3Msin(t)(3)式中:M为调制度。在模式1下:当uref 2E时,Q11为高电平,其余时刻均为低电平;当uref 2E时,
13、Q12为高电平,当uref ucri时,Q32为高电平;当 uref -2E 时,Q32为高电平,当uref 0。当io位于 0,)时,采用模式1进行调制;当io位于,+)且uref 0时,采用模式2进行调制,uref0时采用模式1进行调制;当io位于+,2)且uref0时,采用模式1进行调制,uref 0时采用模式2进行调制。2)电容放电工作模式下电容参考电压与实际电容电压之差u0。当io位于 0,)时,采用模式2进行调制;当io位于,+)且uref 0时,采用模式1进行调制,uref0时采用模式2进行调制;当io位于+,2)且uref0时,采用模式2进行调制,uref 0时采用模式1进行调
14、制。模式切换控制框图见附录A图A4。由图可知,切换模式与参考电容电压和实际电容电压之差及实际电流方向有关:当 u io0 时采用模式 1 进行调制;当u io0时采用模式2进行调制。这样可以利用输出电流与电容电压的反向关系对电容进行充电。当电容电压超过参考值时,也可以通过选择合适的调制模式来加快电容放电。2 电容电压稳定性分析2.1电容充放电分析通过上文的分析,选择合适的调制模式可以实现电容的充、放电。但要让电容电压稳定在参考值则调制策略必须满足以下2个条件:条件1,每个基波周期内电容最大充电电荷大于最小放电电荷;条件2,每个基波周期内最大放电电荷大于最小充电电荷18。条件1保证电容能实现充电
15、,条件2保证电容能实现放电。下面对电容的充、放电过程分区间进行讨论。调制波uref正半周期和负半周期充放电过程类似,因此本文只分析调制波为正时的充放电情况。令=arcsin(M/3),=arcsin(2M/3)。可以将调制波分成 0,)、,)、,-)、-,-)、-,)5个区间,不同区间输出电平的占空比不一样。例如:在区间 0,)和-,)中,输出电平E的占空比为D1(),输出电平0的占空比为1-D1()。D1()的表达式为:D1()=3Msin(4)在区间,)、-,-)中,输出电平2E的占空比为 D2(),输出电平 E 的占空比为 1-D2()。D2()的表达式为:D2()=3Msin-1(5)
16、在区间,-)和-,-)中,输出电平3E的占空比为 D3(),输出电平 2E 的占空比为 1-D3()。D3()的表达式为:D3()=3Msin-2(6)为精确分析电容充放电区间,阻抗角位于不同位置时,均需求解最大充电电荷Q1()、最小放电电荷Q2()、最大放电电荷Q3()和最小充电电荷Q4()。当阻抗角位于区间 0,)时,电容可以自由充放电;在区间,)上,输出电压为E时,电容可以自由充放电,输出电压为2E时,电容可以选择充电或不变;在区间,-)上,输出电压为2E时,电容可以选择放电或不变,输出电压为3E时,电容只能放电;在区间-,-)上,输出电压为E时,电容充放电亦可自由选择,输出电压为2E时
17、,电容可以选择放电或不变;在区间-,)上,输出电压情况与 0,)相同,电容充放电不受电流正负影响,均可自由选择。因此,依据上述区间,分5种情况进行讨论。表1 不同工作模式下的电容充放电情况Table 1 Capacitor charging and discharging situationsin different operating modes模式12uo3E2EE0-E-2E-3E3E2EE0-E-2E-3Euo1E0-E-E-E-E-EEEEEE0-Euo2EEE0-E-E-EEEE0-E-E-Euo3EEEEE0-EE0-E-E-E-E-E电容状态io0充电充电充电充电充电不变放电充
18、电不变放电放电放电放电放电io0放电放电放电放电放电不变充电放电不变充电充电充电充电充电图3参考电压和输出电流波形Fig.3Waveforms of reference voltage andoutput current第 8 期顾军,等:含电容单元的级联H桥七电平调制策略2.1.1位于区间 0,)电容电荷与电流密切相关,在区间 0,)上电容充电电荷Q()如式(7)所示。Q()=0Tiodt=0TImsin()t-D(t)dt=Im01sin(-)D()d(7)式中:D()为占空比;T为开关周期;1为积分区间的角度上限,且1=。由于充放电电荷交点不受幅值影响,下面求解时,为了简化计算,令Im/
19、=1。阻抗角 将 0,)区间分成 0,)和,)两段:在 0,)上io0。此时对应的输出电压分别为0、E。由表1可知,无论何种情况下均能使电容自由选择充放电。由上述分析,Q1()Q4()可以分别表示为:Q1()=0|sin()-d+-|sin()-d+|sin()-(1-D2()d+-|sin()-(1-D2()d(8)Q2()=-|sin()-D3()d(9)Q3()=0|sin()-d(10)Q4()=0(11)2.1.2位于区间,)在区间,)上且输出电压为E时,电容可以自由充放电,输出电压为2E时,若io0则电容可以选择充电或不变,若io 0则电容可以选择放电或不变。通过上述分析Q1()Q
20、4()可以分别表示为:Q1()=0|sin()-d+-|sin()-d+|sin()-(1-D2()d+-|sin()-(1-D2()d(12)Q2()=-|sin()-D3()d(13)Q3()=0|sin()-d+|sin()-d+|sin()-(1-D2()d+|sin()-D2()d(14)Q4()=0(15)2.1.3位于区间,-)在区间,-)上且输出电压为2E时,io0时电容可以选择充电或不变,io0时电容可以选择放电或不变;输出电压为3E时,io0时电容充电,io0时电容放电。通过上述分析Q1()Q4()可以分别表示为:Q1()=0|sin()-d+-|sin()-d+-|sin
21、()-(1-D2()d (16)Q2()=-|sin(-)|D3()d(17)Q3()=0|sin()-d+|sin()-d+|sin()-(1-D2()d(18)Q4()=|sin(-)|D3()d(19)2.1.4位于区间-,-)在区间-,-)上,输出电压为E时电容可以自由充放电;输出电压为2E时,若io0则电容可以选择充电或不变,若io0则电容可以选择放电或不变。通过上述分析Q1()Q4()可以分别表示为:Q1()=0|sin()-d+-|sin()-d+-|sin()-(1-D2()d(20)Q2()=0(21)Q3()=0|sin()-d+|sin()-d+|sin()-(1-D2(
22、)d+-|sin()-(1-D2()d(22)Q4()=-|sin()-D3()d(23)2.1.5位于区间-,)在区间-,)上,输出电压为0和E时电容均可以自由充放电。则Q1()Q4()可以分别表示为:Q1()=0|sin()-d(24)Q2()=0(25)Q3()=0|sin()-d+-|sin()-d+|sin()-(1-D2()d+-|sin()-(1-D2()d(26)Q4()=-|sin()-D3()d(27)根据上述5种情况,不同调制度下电容电荷随阻抗角变化的波形如图4所示。由图可知:最大充电电荷和最小放电电荷交点为1,最大放电电荷与最小充电电荷交点为2,区间(1,2)即为电容电
23、压电 力 自 动 化 设 备第 43 卷稳定区间;当调制度 M=0.7时,Q1()与Q2()之间及Q3()与Q4()之间无交点,所以电容电压稳定区间为(0,)rad;当M=0.75时,电容电压稳定区间为(0.46,2.68)rad;当M=0.8时,电容电压稳定区间为(0.52,2.62)rad;当M=0.9时,电容电压稳定区间为(0.60,2.54)rad。由此可知:随着调制度的增加,电容电压稳定性区间范围不断减小;当调制度小于0.7时,电容稳定性区间最大。2.2电容参数设计2.1节中分析的电容电压稳定在参考值附近所需要的阻抗角区间,并未考虑到电容电压纹波。逆变器中电容参数设计要求电容纹波电压
24、不超过电容额定电压的10%19,电容纹波主要由电容最大连续放电量决定。由2.1节分析可知,当 时,有最大的连续放电区间,最大的连续放电区间为,-),当输出电压小于参考值时,由于控制算法的存在,输出2E时电容电压不变,输出3E时电容放电。设放电占空比为 D3(),电容最大连续释放的电荷量Q为:Q=12 f-ioD3()d()(28)式中:f 为电网频率。根据电容纹波不超过额定电压10%的要求,电容值应满足:CQ0.1E(29)因此,在调制度M=0.75时,最小电容值应为:Cmin()Im10E1.102.05sin()-()3Msin-2 d(30)式中:Im=3MEcos/R。由式(29)可知
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