单相共用模块型柔性多状态开关研究.pdf
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1、第 43 卷 第 8 期2023 年 8 月电 力 自 动 化 设 备Electric Power Automation EquipmentVol.43 No.8Aug.2023单相共用模块型柔性多状态开关研究史明明,刘瑞煌,袁宇波,袁晓冬,张宸宇,缪惠宇(国网江苏省电力有限公司电力科学研究院,江苏 南京 211103)摘要:柔性多状态开关(FMS)作为一种新型电力电子装置可连接不同配电网,实现调节功率传输的功能。基于级联型 H 桥柔性多状态开关(CHB-FMS)提出了一种单相共用模块型柔性多状态开关(SMFMS)拓扑。CHB-FMS模块由整流、隔离及逆变三级构成,新拓扑运用模块共用思想,共用
2、模块仅保留整流级,可节省大量的全桥子模块与DCDC隔离单元,有效降低了FMS的体积与成本。同时研究了SMFMS拓扑工作原理,建立其数学模型,研究参数设计方法,推导电压、功率控制方程,并提出模块均压策略。最后搭建了由2个模块组成的500 W SMFMS原理性实验样机,进行了不同相位下功率传输以及功率跳变实验,验证了所提拓扑及其控制策略的可行性。关键词:柔性多状态开关;配电网;级联型H桥;共用模块;双闭环控制中图分类号:TM72 文献标志码:ADOI:10.16081/j.epae.2023020130 引言当今分布式电源和负荷节点数的快速增长对配电网结构有深远的影响,复杂的功率流向对配电网的可靠
3、性提出了更高的要求13。柔性多状态开关(flexible multi-state switch,FMS)是一种应用于配电网的新型电力电子装置4,负责连接配电网中的节点,调节功率传输。与常规机械开关相比,柔性开关可实现通、断2种基本状态,无开关次数的限制,可连续调控功率,具有异步互联及故障快速恢复功能5,提高了负荷的均衡程度。研究FMS的拓扑结构具有重要意义,目前FMS的拓扑结构具有多元化特点,在满足应用需求的情况下,需根据不同的电压等级、额定容量、成本、体积等条件选择合适的拓扑6。文献 7 提出了模块化多电平变换器(modular multilevel converter,MMC)拓扑,该拓扑
4、包含6个桥臂,每个桥臂由多个半桥子模块与1个滤波电感串联组成,拓扑一侧连接三相交流端口,另一侧为直流母线。MMC具有高度模块化、易扩展、开关损耗小等优点,常被用于高电压等级的柔性互联场景8。但MMC控制复杂,其环流控制910以及子模块直流电压控制11是该拓扑控制的关键,并且MMC模块数量较大,增加了装置的成本和体积。级联型H桥(cascaded H-bridge,CHB)变换器因其高度模块化且易扩展的特点常用于 FMS中。基于级联型H桥柔性多状态开关(CHB-FMS)拓扑由多个转换单元构成,每个转换单元由1个DCDC隔离变换器以及2个全桥子模块构成1213。文献 14 提出了一种应用于6.6
5、kV电压等级下的两端口CHB-FMS拓扑,并对控制系统进行了详细的设计。文献15 针对三端口CHB-FMS,提出了一种新型的直流电压控制策略,该策略可调节功率因数,降低开关管的电压应力。同时相比于MMC,CHB-FMS所用子模块数量大幅减小,并具备电气隔离的优势,因此其更适合实际工程应用。但CHB-FMS包含多台高频变压器,增加了装置的成本和体积,同时CHB包括3个级联级变换器,开关频率较大,会造成一定的损耗。综上所述,由于开关管耐压能力的限制,现有的FMS多采用模块化拓扑,导致FMS装置模块数量多、器件数量多、体积大、成本高、效率低、功率密度低。因此,亟需对 FMS 拓扑进行优化设计,推演出
6、电路结构更为紧凑的FMS拓扑,从而减小模块数量,节约成本,减小体积,提高设备的功率密度与效率。本文基于背靠背式 CHB-FMS 的拓扑结构,提出了一种单相共用模块型柔性多状态开关(single-phase shared module flexible multi-state switch,SMFMS),其连接 2 个电压幅值和相位不同的配电网交流节点。相比于传统的CHB-FMS,该拓扑除了可以实现功率双向流动,由于两端交流侧具有共用模块,还可节省一部分全桥子模块和隔离变压器,节省了空间和成本;同时由于一部分功率从隔离级传输,另一部分直接传输到另一侧,减小了从隔离级传输功率的损耗。本文分析了该拓
7、扑的工作原理,研究了其控制策略,并进行了实验验证。1 CHB-FMS拓扑结构及其数学模型1.1CHB-FMS拓扑结构本文提出的 SMFMS 拓扑结构如图 1所示。该拓扑两侧连接配电网中的2个交流节点,由于FMS收稿日期:20220830;修回日期:20230109在线出版日期:20230427基金项目:国网江苏省电力有限公司科技项目(J2022083)Project supported by the Science and Technology Project of State Grid Jiangsu Electric Co.,Ltd.(J2022083)电 力 自 动 化 设 备第 43
8、卷一般连接同一配电系统2条馈线的末端节点,实际上2个交流节点的电压幅值与相位接近。该拓扑包含模块1和模块2这2种模块:模块1为非共用模块,每个模块由三级变换器级联,两端为2个全桥子模块变换器,中间的DCDC隔离单元为1个LC型串联谐振变换器(series resonant converter,SRC);模块2为共用模块,每个模块中只含有1个全桥子模块变换器。模块1两端的全桥子模块交流端口与模块2的全桥子模块交流端口串联,共同支撑起两侧的交流电压,再通过滤波电感与电网相连。SMFMS拓扑共有n个模块,其中包括n-n1个模块1和n1个模块2。与传统的CHB-FMS拓扑相比,SMFMS拓扑通过共用模
9、块可以节省一部分全桥子模块以及高频变压器,从而节约成本,减小设备体积。除此之外,该拓扑的有功功率一部分经过隔离单元传输,另一部分直接传输到交流侧,因此可以减小经过隔离单元的开关损耗以及变压器损耗,从而提高整个拓扑功率传输效率。1.2SMFMS简化电路的数学模型建立SMFMS的简化电路模型如附录A图A1所示,其数学模型见式(1)(6)。ug1=L1di1dt+ri1+u1+u3(1)ug2=-L2di2dt+ri2+u2+u3(2)i1=i2+i3(3)u1=i=1n-n1s1iUdc1=s1(n-n1)Udc1(4)u2=i=1n-n1s2iUdc2=s2(n-n1)Udc2(5)u3=i=1
10、n1s3iUdc3=s3n1Udc3(6)式中:ug1、ug2分别为 SMFMS输入、输出侧的交流母线电压;L1、L2分别为SMFMS输入、输出侧的滤波电感;r为等效电阻;u1、u2分别为模块1输入、输出侧的交流端口电压;u3为模块2的交流端口电压;i1 i3分别为模块1输入、输出侧的交流电流以及流入模块2的交流电流,三者均为正弦波;s1is3i分别为模块13所在桥臂中全桥子模块i的电压调制信号;s1s3分别为模块13所在桥臂中全桥子模块电容电压的平均调制信号;Udc1Udc3分别为模块13所在桥臂中全桥子模块的电容电压。下文中出现的ug1、ug2、u1u3、i1i3为对应变量的矢量形式。1.
11、3SRC的数学模型SMFMS拓扑的 DCDC隔离单元采用 SRC,其拓扑结构见附录A图A2。SRC两端分别与输入、输出侧的全桥子模块直流侧相连。当功率正向传递时,原边的开关管采用50%的占空比互补导通,而副边的开关管不施加触发信号,采用二极管整流模式工作。功率反向传递时副边采取50%占空比互补导通,原边采用二极管整流模式工作。SRC的数学模型见附录A式(A1)、(A2)。为了实现零电流开关控制,本文设计的SRC工作在欠谐振模式下16,即开关频率略小于谐振频率,功率损耗近似为 0,线路无功也近似为 0,故本文SRC的控制系统中直流电压增益近似为1。1.4可行性分析本节以SMFMS拓扑的矢量图为例
12、,分析SMFMS拓扑的可行性。当传输功率确定时,输入、输出侧的交流电流矢量i1、i2可由式(7)确定。P+jQ=ug1i1=ug2i2(7)式中:P、Q分别为传输有功、无功功率。基于以下假设分析 SMFMS 拓扑的工作原理:拓扑连接的两侧交流节点电压幅值接近,相位不同;模块1 3所在桥臂的全桥子模块电容电压相同;SRC的控制系统中直流电压增益为1。SMFMS拓扑中各电气量的矢量关系图如附录A图A3所示。本文考虑两端交流电网运行于非单位功率因数情况,即i1、ug1与i2、ug2间分别存在一定的相位差1和2;进而根据式(1)、(2)可得u1+u3与u2+u3。假设输入与输出侧模块1所在桥臂电压调制
13、波的最大调制度分别为m1与m2,模块2所在桥臂电压的最大调制度为m3,根据模块2所在桥臂的全桥子模块数n1与全桥子模块电容电压Udc3,可得出模块 2 所在桥臂的交流端口电压最大运行范围为m3n1Udc3,并以矢量图的原点为圆心,m3n1Udc3为半径作出圆弧C3。输入与输出侧交流端口电压的最大范图1SMFMS拓扑Fig.1Topology of SMFMS第 8 期史明明,等:单相共用模块型柔性多状态开关研究围分别为m1(n-n1)Udc1、m2(n-n1)Udc2,分别以u1+u3、u2+u3末端为圆心,m1(n-n1)Udc1、m2(n-n1)Udc2为半径作出圆弧C1、C2。若圆弧C1
14、 C3有相交部分,则相交的阴影区域为拓扑可正常运行的范围。同时,由于模块2所在桥臂的模块均为共用模块,而共用模块由全桥子模块与电容构成,没有直接与负载相连,因此该桥臂模块 2 只产生无功,所以u3与i3垂直。根据式(3),可通过i1、i2求出i3。然后根据i3的相位确定u3的相位,若u3可以落在阴影区域中,则该工况下SMFMS可以正常运行。同时可以通过给定u3的调制度确定u3。进而通过u1+u3、u2+u3与u3分别作差确定u1、u2,从而确定模块1输入、输出侧和模块2两端的电压调制波。下面讨论SMFMS的功率因数范围,当输出侧无功为0、输出电流i2幅值由-5 A变化到5 A时,假设SMFMS
15、的变换效率为100%,则可得该情况下输入侧功率因数范围如附录A图A4(a)阴影所示,阴影部分内任意一点与圆心连线,连线与横坐标轴夹角的余弦值即为功率因数。举实例进行说明,假设输出侧需要的有功功率为 0.6 p.u.,且功率传输无损耗,即输入侧有功功率也为0.6 p.u.,则输入侧的功率因数范围如附录A图A4(b)所示。根据附录A图A3可得此工况下i1的相位范围,与虚线阴影部分求出交集,交集中任意一点的余弦值即为SMFMS所能运行的功率因数。2 控制策略根据第1节分析,为了维持系统的稳定,SMFMS需要实现以下控制目标:可控制拓扑传输的有功、无功功率;维持非共用模块电压的稳定;维持共用模块电压的
16、稳定。首先需要求出SMFMS各个桥臂电压的调制波,由于正弦调制波具有矢量特性,SMFMS拓扑采用正弦脉宽调制策略。在每个桥臂全桥子模块数均确定的情况下,附录A图A3中的阴影部分即为可运行范围。而u3调制波的相位可以通过i1、i2确定,u3的调制度可以根据阴影部分的范围给定。u1、u2的调制波可由u1+u3与u2+u3的调制波分别与u3的调制波作差得出。SMFMS 的总控制框图如图 2所示。图中:Udcavg为所有全桥子模块电容电压平均值;Udc1avg、Udc3avg分别为模块1、2所在桥臂上全部模块电压平均值;Udcref为所有全桥子模块电容电压平均值的参考值;Udc3ref为模块2所在桥臂
17、上模块电压平均值的参考值;Udc1i、Udc3i分别为模块1、2中全桥子模块i电容电压;Pref为传输有功功率的参考值;i1ref、i2ref分别为i1、i2的参考值;M1 M3分别为u1 u3的调制波;为电网角频率;为ug2超前于ug1的相位;为稳态时u3调制波的参考相位;为u3调制波相位的修正值。2.1主控制策略图2中,外环控制器将模块直流电压均值与给定值作差,再通过比例积分(proportional integral,PI)控制器产生内环输入电流给定值的有效值,之后,输入电流给定值的有效值与ug1相位的单位正弦函数相乘得到输入电流内环给定值,经过比例谐振(proportional res
18、onance,PR)控制器再叠加ug1得到u1+u3的调制波。u1的调制波由u1+u3的调制波与u3的调制波在一定比例下相减得到,具体表达式为:(n-n1)Udc1M1+n1Udc3M3=nUdcavgM13(8)式中:M13为u1+u3的调制波。由于本文中模块电容电压均相等,因此可化简为:(n-n1)M1+n1M3=nM13(9)输出侧控制策略与输入侧相似,外环控制器将传输功率与给定值作差,经过PI控制器产生输出内环电流给定值的有效值,之后用有效值与参考相位的单位正弦函数相乘得到输入电流内环给定值,经过PR控制器再叠加ug2得到u2+u3的调制波。u2的调制波由u2+u3的调制波与u3的调制
19、波相减得到,具体表达式如式(10)所示。(n-n1)M2+n1M3=nM23(10)2.2共用模块控制策略本节分析共用模块电容的能量变换,从而对共用模块的电压控制环进行设计。假设ug1的相位为0,SMFMS电压电流示意图如图3所示。图中:为u3超前于ug1的相位。图2SMFMS控制框图Fig.2Block diagram of SMFMS control电 力 自 动 化 设 备第 43 卷流入共用模块的电流i3为:i3(t)=I1sin(t-1)-I2sin(t+2+)(11)式中:I1、I2分别为i1、i2的幅值。共用模块的交流端口开关频率谐波,可得共用模块交流端口正弦电压为:u3(t)=
20、U3sin(t+)(12)式中:U3为u3的幅值。因此可推出共用模块电容一个周期的能量变换Ws3为:Ws3=0TU3I1sin(t-1)sin(t+)dt-0TU3I2sin(t+)sin(t+2+)dt=U3T2 I1cos1cos-I1sin1sin-I2cos(2+)cos-I2sin(2+)sin(13)式中:T为周期时间。令:A=I1 cos1 cos-I1 sin1 sin-I2 cos(2+)cos-I2 sin(2+)sin(14)在电容一个周期内,模块电压均衡条件为Ws3=0,由于U3T为固定值,此时A=0,因此可得稳态时u3调制波的参考相位为:=arctanI1 cos1-
21、I2 cos(2+)I1 sin1+I2 sin(2+)(15)令Ws30,即A0,可得:I1 sin 1+I2sin(2+)sin I1 cos 1-I2cos(2+)cos(16)由于-900,可得:I1 sin1+I2 sin(2+)sincos I1 cos 1-I2 cos(2+)(17)令:B=I1 sin1+I2 sin(2+)(18)根据上述推导设计图2所示共用模块电压控制环。将共用模块的电压给定值与共用模块电压均值作差,差值通过PI控制器与式(18)的正负信号值S(S=1)相乘,从而产生u3调制波相位的修正值。u3调制波的参考相位值*与相减产生u3调制波的相位,确定调制度m3
22、,从而产生u3的调制波。2.3模块电压均衡控制策略SMFMS 的全桥子模块电压均衡控制与 CHB-FMS类似,其控制目标为均衡桥臂内的各个全桥子模块电压以保证系统的电压稳定。模块电压均衡策略框图如图2所示,模块1所在桥臂上的每个全桥子模块电容电压与该桥臂所有模块电容电压的平均值作差,所得结果通过PI控制器产生的修正值与该桥臂电流相乘,得出全桥子模块电容电压的修正调制波,将其叠加在该桥臂的主调制波上。3 全桥子模块数量优化设计由于SMFMS拓扑结构的特殊性,在模块电压大小确定后可得出模块1、2中全桥子模块数量的最优组合,从而最大限度地节约拓扑成本,减小设备体积,提升效率。本节的优化目标为全桥子模
23、块数量最少,由于所提拓扑每相对称,对单相拓扑进行分析。分析前做出如下假设:模块1与模块2中各全桥子模块的电容电压相等;忽略交流电感,使u1+u3近似等于ug1,u2+u3近似等于ug2;ug1与ug2之间相位差为;输入侧功率因数角为1,输出侧功率因数角为2。根据图4所示矢量关系,全桥子模块总数可化简为仅包含未知量U3的表达式。将实际工况代入后,可求出表达式的最优解,进而得出全桥子模块总数。全桥子模块数量优化模型见附录 A式(A3)(A13)。接下来以一个实际工况案例分析 CHB-FMS、背靠背式 MMC 以及本文 SMFMS 拓扑所需的全桥子模块总数,该案例参数如附录A表A1所示。以每个桥臂电
24、压调制波的调制度均不小于0.85进行设计,为方便对比,设全桥子模块的电容电压均相同,器件承受电压电流峰值近似,SMFMS与CHB-FMS中SRC的参数近似。由此可得:SMFMS共需要15个模块(11个共用模块,4个非共用模块);传统的CHB-FMS 和背靠背式 MMC 中单相桥臂均需 13 个模块。CHB-FMS、背靠背式 MMC 以及本文所提SMFMS拓扑中所需元器件数量对比见表1。由表可知,SMFMS在成本、体积和元器件数量上有较大的优势,其损耗相对CHB-FMS较小。并且由附录A图A5可得,相较于CHB-FMS,SMFMS效率提升了0.72%。图3SMFMS电压电流示意图Fig.3Sch
25、ematic diagram of voltage andcurrent of SMFMS图4模块设计矢量图Fig.4Vector diagram of module design第 8 期史明明,等:单相共用模块型柔性多状态开关研究4 仿真验证4.1仿真设计为了验证所提SMFMS拓扑以及控制策略的可行性,本节基于MATLABSimulink仿真平台对图1所示SMFMS拓扑进行仿真,仿真参数见附录A表A2。4.2稳态仿真SMFMS拓扑的稳态仿真结果如图5所示。输入侧电压幅值为8 165 V,电流幅值为81.65 A;同时电压、电流相位相同,满足功率因数为1的控制要求;输入侧电流总谐波畸变率(t
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