C波段全集成GaN MMIC Doherty功率放大器设计.pdf
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1、第4期2023年8月Vol.21 No.4August 2023雷达科学与技术Radar Science and TechnologyDOI:10.3969/j.issn.16722337.2023.04.015C波段全集成GaN MMIC Doherty功率放大器设计王金婵,张盼盼,王德勇,张金灿,刘敏,刘博(河南科技大学电气工程学院,河南洛阳 471023)摘要:采用0.25 m氮化镓高电子迁移率晶体管(GaN HEMT)工艺设计了一种全集成单片微波集成电路(MMIC)多尔蒂(Doherty)功率放大器(DPA)。采用了新型的拓扑结构,去除了传统DPA中主路放大器的阻抗变换器以及两路合成后
2、的阻抗转换器,直接在主路输出匹配网络(OMN)中实现饱和点和回退点的阻抗的转换,采取适当的阻抗,与传统电路相比,降低了阻抗转换率,拓宽了频带。此外功率分配器也采用了新颖的拓扑结构,减少了元器件的使用,并且在DPA的匹配网络中使用集总电感的电容降低版图的面积。设计了一款工作在4.65.4 GHz的Doherty类功放,版图后仿真结果显示,饱和输出功率为40 dBm,饱和点漏极效率DE为58.9%61.3%,6 dB回退点的漏极效率为38.3%45%,增益为8.411.3 dB,版图面积为2.4 mm1.1 mm。关键词:多尔蒂;氮化镓高电子迁移率晶体管;单片微波集成电路;漏极效率中图分类号:TN
3、432;TN722.7+5文献标志码:A文章编号:16722337(2023)04046706Design of a CBand FullyIntegrated GaN MMIC Doherty Power AmplifierWANG Jinchan,ZHANG Panpan,WANG Deyong,ZHANG Jincan,LIU Min,LIU Bo(School of Electrical Engineering,Henan University of Science and Technology,Luoyang 471023,China)Abstract:A fully integra
4、ted monolithic microwave integrated circuit(MMIC)Doherty power amplifier(DPA)isdesigned using 0.25 m GaN HEMT technology.A new topology is adopted,where the impedance converter of the mainamplifier and the impedance converter after the twoway synthesis are removed,and the impedance conversion of the
5、 saturation point and the backoff point is directly realized in the main output matching network(OMN).Additionally,appropriate impedance is adopted,which reduces the impedance conversion rate and broadens the frequency band compared with the traditional circuit.The power divider also adopts a novel
6、topology,which reduces the use of components.On the other hand,lumped inductance capacitors in the matching network of the DPA reduce the layout area.A Dohertypower amplifier operating at 4.65.4 GHz is designed.The postlayout simulation results show that the PA achieves asaturated output power of 40
7、 dBm,a drain efficiency at the saturation point of 58.9%61.3%,a drain efficiency at the 6dB backoff point of 38.3%45%,and a gain of 8.411.3 dB.The layout area is 2.4 mm1.1 mm.Key words:Doherty;GaN high electron mobility transistor;monolithic microwave integrated circuits;drain efficiency0引言随着无线通信领域新
8、兴技术的发展,人们对数据传输速度的需求迅速提升,给诸如第五代移动通信系统(5G)带来了许多挑战12。许多新的波段,包括毫米波和6 GHz以下的波段,特别是C波段,分配给 5G 通信来满足高数据传输速度的要求。因此,需要采用大规模多输入输出技术来提高频谱效率。同时,功率放大器(PA)的数量通常也达到64或128个。因此,大大降低了单位功率放大器的功率要求。此外,单位PA小型化来确保系统保持合理的尺寸3。基于高功率密度和高效率的 GaN 技术的单片微波集成电路(MMIC)在这些应用中非常有前景。具有大峰值平均功率比(PAPR)的频谱高效调制技术用来提高5G网络速度,这对功率放大器的功率回退效率(P
9、BO)提出了严格的要求。因为功率放大器的平均效率主要由其回退时的性能决定。Doherty类功率放大器(DPA)是目前提高回退收稿日期:20220629;修回日期:20220914基金项目:国家自然科学基金资助项目(No.61804046,61704049);河南省科技攻关项目(No.222102210172);河南省教育厅项目(No.21A510002)雷达科学与技术第 21 卷 第 4 期效率最常用的结构4。目前科研人员已经报道了许多类型的DPAs515。文献 10 和 11 中的DPA设计实现了大带宽,但是放大器的增益和输出功率相对较低。文献 12 设计了三路的DPA可以实现在大回退时的高
10、效率,但是比传统设计多一路的DPA意味着有更大的功率损耗和版图面积。文献 13 和 14 设计的用于 5G通信的 DPA展现了卓越的性能,但是饱和功率低于10 W,只在窄带下实现了高回退效率。在文献 15 中,通过调制主路和辅路晶体管的输出网络维持低的阻抗转换比来达到拓宽频带的目的。然而,因为漏极偏置电感是使用键合线实现的,所以这个DPA不是全集成的。本文采用了一种新型的电路拓扑结构,去除了主路分支和两路合成后的后匹配网络阻抗转换网络。同时采用新型的功率分配器电路,达到了降低版图面积的目的,同时降低主路的阻抗转换比来达到拓宽频带的目的。设计了一款C波段高效率、高增益的 GaN MMIC Doh
11、erty 功率放大器。采用大尺寸晶体管来满足输出功率大于10 W,这会在一定程度上减小功率增益。1Doherty类功率放大器基本原理1.1Doherty类功率放大器拓扑结构1936 年 W.H.Doherty 提出了 Doherty 功率放大器的结构16。Doherty类传统电路拓扑结构如图1(a)所示,输入信号通过功率分配器分成两路,分别通过主路放大器(载波放大器)和辅助放大器(峰值放大器),最后合并成一路输出。根据设计需求不同,功率分配器可以采用等分和不等分功率输出,主路和辅助功率放大器也可以采用不同尺寸晶体管进行设计。通常主路晶体管工作在AB类,辅路晶体管工作在C类工作状态。在图1(a)
12、中主路放大器经过输出匹配后经过90(/4,为波长)阻抗变换器,之后两路合路后再经过一段90的阻抗变换器将阻抗变换为常用的 50。阻抗变换器的公式由式(1)给出,其中ZA为A点的低阻抗,ZB为B点的低阻抗,最后计算结果如图 1(a)所示,A 点低阻抗为100,B点低阻抗为25,所以,阻抗转换器的阻抗转换比为100 25=4 1。Z=ZAZB(1)图1(a)中的两段50 和35.4 的阻抗变换线是将输出阻抗匹配到50。图1(b)为本次设计所采用的新型Doherty功率放大器拓扑结构,可以直接将输出阻抗匹配到50,因此可以去除主路放大器中的阻抗变换器和两路合路之后的阻抗变换器,这样减少了电路设计中的
13、组件,可以减小版图的面积,同时,因为在输出匹配中加入了负载调制的功能,所以,输出匹配电路的设计成为重点。9090OMNIMN50 50 50 50 50 35.4 50 PK25 K50 PK100 K50 PK KDF44(IMN)DF44(OMN)C(MA)DC(AA)(a)3Doherty4 (b)Doherty4 ,=3,=3OMNIMNOMNIMNOMNIMNMAAAMAAAPoAAhighPoMAhighRLAAlow=RLMAlow=50 ABC图1Doherty类功率放大器结构在Doherty类功率放大器中,主要有两种工作模式:一种是只有主放大器工作的回退状态,另外一种是主放大
14、器(MA)和辅助放大器(AA)共同工作的饱和状态。在这里,我们定义“低阻抗”(只有MA工作)和“高阻抗”(MA和AA共同工作)。MA 和 AA 的输出功率在“高阻抗”可以定义17为=PoMAhighPoAAhigh()RLAAhighRLMAhigh(2)另外,输出功率回退(OBO)值可以由下式得出:OBO=10log10(1+1)2(3)MA和AA的负载阻抗满足以下关系:1RLMAhigh+1RLAAhigh=150(4)RLMAhigh=50(1+1)RLAAhigh=50(1+)(5)468王金婵:C波段全集成GaN MMIC Doherty功率放大器设计2023 年第 4 期1.2新型
15、功率分配器的设计图2(a)为传统传输线形式的功率分配器的拓扑图,图中的值由下列公式给出。首先假设输出端口2和输出端口3的输出功率分别为P2和P3。则定义K值为1K2=P2P3(6)由此给出其他数值:Z1=Z0K(1+K2)(7)Z2=Z0(1+K2)K3(8)R1=Z0(K+1K)(9)传输线可以转化成电感和电容组成的图2(b)中的 型网络,并且在 C 波段的传输线(Z 和 确定)的版图面积大于其所转化的型网络的版图面积。所以我们采用图2(b)中的转换网络(为角频率)将传输线转换为型网络。其中参数由下式给出:L=ZsinC=1-cosZsin(10)Z1R1R2R3Z2ZZ0=50 CLL12
16、3(a)3(b)3D44图2微带线功分器设计方法经过上述公式计算,可以得出图3(a)中的集总参数的功率分配器,这样可以减小因传输线带来的版图面积过大的问题,同时图3(a)中因为存在较多电感元件,所以本设计采取图3(b)新型等功率输出功分器,参数求解由下式给出18:L2=Zout12 f0(11)C2=12 f0Zout2(12)R2=Zout1=Zout2(13)采用的图3(b)的新型输出网络可以减小版图的面积,其中f0为频率。本次设计的Doherty类功放的中心频率为5 GHz。根据图3(b)的拓扑结构和公式(11)(13)计算得到 L2=1.59 nH,C2=0.64pF,R2=50。L1
17、C1C2C2C1L1L1L1L2L2R1R2Zout1ZinZinZout2Zout1Zout2(a)4(b)F*+图3集总参数功分器设计方法2Doherty类功率放大器的电路设计2.1输出匹配电路的设计根据第1节的分析,进行输出匹配的设计。图4为新型输出匹配电路的设计,包括主路输出网络(OMN main),辅路输出网络(OMN aux),辅助放大器的补偿电感L7。本文设计的是6 dB回退功率放大器,由公式(3)求得=1,同时由公式(4)(5)求得饱和时主路和辅路的输出阻抗为100,此时两路并联阻抗为50,主路放大器在回退时输出阻抗为50。很明显,该匹配网络的阻抗转换率为100 50=2 1,
18、与传统结构 DPA 的 4 1的转换率相比,具有频带宽和低插入损耗的优点。补偿电感L7使得低输入功率时的辅助放大器处于开路状态,100 PK50 K100 PK K50 C61.09 pFC40.56 pFC90.34 pFL51.34 nHL30.72 nHL21 nHL80.23 nHL100.90 nHL70.73 nHL112.26 nHL10.18 nHDCDF44CDF44图4新型输出匹配网络469雷达科学与技术第 21 卷 第 4 期确保此时只有主路放大器工作。2.2输入匹配电路的设计图5为输入匹配网络设计,包括主路输入匹配网络、辅路输入匹配网络和相位补偿网络。值得注意的是,在输
19、入网络设计中没有加稳定性网络,这是因为在电路设计最终网络中,整体电路在全频带内达到了稳定状态。相位补偿电路的作用是将主辅电路调节到相同的相位,减少电路因不同相位而导致损耗。50 50 C192.12 pFC170.48 pFC150.48 pFC131.21 pFC123.31 pFL200.22 nHL181.91 nHL161.29 nHL140.35 nHCDKDCDK,=3D44DCDF44CDF44图5输入匹配网络2.3Doherty类功率放大器的整体设计Doherty功率放大器的整体电路原理图如图6所示。本文采用0.25 m GaN HEMT工艺,通过安捷伦的先进设计系统(Adva
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