高速数字电路设计.pdf
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1、高速数字电路设计第一章互连设计的重要性在现代,光速是太慢了。平常,大量的人为数字设计要求把时间控制在皮秒(ps)范围内。lOOps的时间相当于光从人的鼻子到眼睛时间(lOOps内,光可以走 1.2英寸的距离)。和系统板的很多级别一样,速率级别不局限在芯片 的级别上,例如,计算机主板。这些导线在高频系统里,导线不再 是简单的导线,而是描述高频效应和行为的,称作传输线,它用于传 输电信号给相邻的器件或者从相邻器件接收电信号。如果没有很好地 处理这些传输线,他们能无意的毁灭系统的时序安排。数字设计被赋 予模拟电路的复杂性和更多。然而,它也不是总是这样。数字设计技 术是科学发展的一个显著例子。它是一个
2、继续往前发展的范例。确实,它是一个在科技公司销售部门的公共信条,就是“当市场调查告诉你 公众需要某种产品的时候,这个消息对你来说已经太迟了。”这个讯速的发展对技术改进产生障碍,这本书将帮你解决这些问 题。这个问题就是现代数字设计需要的知识,这些知识以前是不需要 的。因为这个,当前许多从事数字设计的设计师不具备现代高速设计 知识。这个事实导致的大量(信息)在工程圈里误传,令人感到惊讶。通常,高速设计的理论被传得有几分神秘。无论如何,这个问题因为 必需的知识难以获得,使问题没有发生转向。实际上,许多在电子工 程学科里类似的理论被人们用了几十年,例如,射频设计和微波设计。问题在于,大多数在一些需要项
3、目的参考书籍,被应用到数字设计里 是太抽象了,或者它们太接近实际,要有足够的理论去完全理解这些 科目。这本书针对数字设计领域,阐述理解和解决当前和将来的问题 需要的理论知识,适合在职工程师和在校学生参考。对一个成功的现 代高速设计,这本书提供了很有参考价值的内容。1.1基本原理众所周知,在数字设计的基本概念里,用工和0来描述信号,进 行信息的传输。具代表性的包括发送和接收连续的梯形电压信号,例 如图形L1表示的高电平是1,低电平是0。这种传输数字信号的导 体路径被称做互连。互连包括从一芯片发射一个信号到另一个芯片接 收信号整个电气路径。包括芯片封装、连接器、插座,也包含各种的 附加结构。一组互
4、连被看做一个总线。一个接收器区分高、低电平的 电压区域被称做临界区域。在这个区域里,接受器不是切换到高电平 就是切换到低电平。在芯片里,实际的开关电压随着温度,供电电压,硅化过程和其它的因素而变化。从系统设计师的观点,有高和低电压 阀值,如和接收芯片有关联的Vih和Vil,就是芯片在所有的环境下 都能保证接收到的高或低的电压值。因此,设计师必须保证这个系统 能够在所有的情形下,传送高电平,简要来说,下降到Vih下面,低 电压仍然有Vil,从而保证数据的完整性。为了使数字系统运行速度最大化,时序通过临界区域必需尽可能 快。在理想状态下,无限的快速边缘速率被利用,虽然有许多预防这种现象的实际问题。
5、事实,几百PS的边缘速率还是会碰到的。读者可以用傅立叶分析来校验高速的边缘速率,更高的频率可以 在信号的光谱里发现。在这里,可以说是难点。每一个导体有一个电 容、电感和由频率定值的阻抗。在足够高的频率下,这些问题没有一项是可以忽略的。因此,一根导线不再是一根简单的导线,在从 驱动器件到接收器件波形传输过程里,分布式无源器件会产生延迟和 短暂的阻抗导致波形变形失真,这时导体连结它周围的所有内容,它 是导体周围的电磁场的结合物。这些信号互连会干扰别的信号和被别 的信号干扰(串扰)。此外,在高频状态下,复杂的交互作用发生在 不同器件互连之间,如封装、连接器、过孔、弯曲处。所有的这些高 速度效果容易产
6、生奇怪的、扭曲的波形,的确给设计师一个高速逻辑 信号的一个完全不同的视野波形。每个在互连附近的构件的物理和电 气特性,在一个简单的任务里充当很重要的角色,就是在适当的时间 里通过Vih和Vil保证正确信号的传输。这些事物也决定将有多少能 量系统进入空间里发射,将会导致决定系统是否遵从政府的发射要求。我们将在后面的章节中看到怎样去解决这些问题。当一个导体必需考虑分散式的电感和电容时,这时导体被称做传 输线。通常,这是在考虑信号在最高频时的波长及电路的物理特性大 小的情形。在数字领域,因为边缘速率几乎决定最大的频率范围,如 图1.2给出的那样,电路的大小可看作是上升时间和下降时间的一个 关系。在一
7、个典型的电路板上,一个信号的传输速度大约是光速的一 半(正确的公式在后面的章节中给出)。因此500Ps的边缘速率在一 个电路走线上占据的长度大约3英寸。通常,任何电路长度至少是边 缘速率的1/10的长度,就被当作传输线来考虑。影响高速设计最困难的方面之一是有大量的可变因素影响数字 设计的结果。一些变数是可控制的,一些强大的设计师在随机的变化 里生存。在高速设计的困难之一是如何处理许多变数,不管它们是否 可以控制。经常由于忽略变数,或为变数设一个假定值使问题简单化,但事情结束后往往由于“问题根源”没有得到解决,导致无知的失败。当时序要进行约束的时候,过去简单化的设计在现代设计师里迅速减 少。这本
8、书将展现如何结合大量的变数,否则,使问题变得比较难 处理。没有一门解决大量变数的方法学,一个设计师基本是用推测手段,无论如何,许多的设计师经过自身来了解这个系统。处理所有变数的 最后一个步骤常常是最困难的一部分,这部分最容易被设计师忽略。一个设计师因为没有能力处理大量的变数,基本采取校对几个“点解 决”,希望这样能表现所有已知的情况。当有时如此的方法不可避免的时候,这可是一个危险的猜测游戏。当然,一定数量的推测在一个设计中总是存在的,但是系统设计者的 目标应该要将不确定因素减到最少。1.2过去和将来Gordon Moore,英特尔公司的共同创始人,预测计算机的性能每 18个月就翻倍。历史证实了
9、这个富有洞察力的预测。显然,计算机的性能每1.5 年就近似两倍,价格上也随着下降。衡量处理器性能的一个参数是其 内部的时钟频率。图1。3给出几种处理器内部时钟频率的发展历史。这是本书出版前的数据,即使在这个图表里最快的处理器很可能在大 家的印象中比较淡薄。重要的是计算机的速度指数级的增加。因为核 心频率增加,信息流入到处理器的数据总线需要更高的数据速率,如 图1.4,导致一个互连时间预算指数级的减少。减少时间预算意味 着当数字波形抵达接收器时,增加时序波形的不可靠性,彻底解决任 何现象始终变得重要。这是继续造成数字系统设计困难的两个不可避免的障碍的根源。简单地说,第一个障碍就是在一个数字设计里
10、可以计算的变数的绝对 数量正在增加。随着频率增加,新的影响,在慢速的情况下是可以忽 略的,启动变得更为重要。一般而言,一个设计的复杂性随着变数的 增加而成指数级增加。第二个障碍就是新的影响,一个在过去设计里 可以忽略的问题,必需模拟得十分精确。在自然界里,这些新的模型 必需是三维的,或者是超出数字设计学科领域的特殊模拟技术。自从 他们以比较慢的速率进展后,这些障碍对处理器周围的数字系统的影 响也许是更为深刻的。所有这些导致目前的情形是:有新问题需要解 决,能解决这些问题的工程师将定义未来。这本书将提供给读者实际 了解现代高速数字设计,用足够的理论超越这本书,解决作者还没有遇到的问题。续。第二章
11、理想传输线构造在高速数字系统中有必要将PCB和MCM上的走线做为传输线,因为互连模型不再是集总或者是简单的延迟线,与传输线相关的 timing问题成了整个timing margin的重要部分。为了可以控制和预估 传输线的电特性,一定要注意PCB结构。在这一章将介绍数字系统典 型的基本传输线构造和理想的传输线理论,同时也提供了一些知识为 理解以后的章节做准备。2.1 PCB(或者 MCM)传输线结构-TRANSMISSION LINE STRUCTURES ON APCBORMCM典型PCB或者MCM上的传输线结构包括埋入的或者附在介质或 者绝缘材料上的传导线,传导线有一个或者多个参考平面。典型
12、PCB 上的金属通常是铜,介质是FR4(玻璃纤维的一种)。数字设计中使 用的两种最普通类型的传输线是微带线和带状线。微带线一般走在 PCB的表层,仅有一个参考平面。有两种微带线,一种是埋入的,另 一种是没有埋入的。埋入的(有时也叫嵌入的)微带线是简单的传输 线,它嵌入到介质中,但是仅有一个参考平面。带状线走在内层,有 两个参考平面。如图2.1表示了 PCB上的不同元件之间的走线,有内 层的(带状线),也有外层的(微带线)。下面给出了叠层图示使读者 能看出地/电源与传输线的相对位置。在此书中,叠层图中经常会描 绘传输线,对于计算和观察各种各样的传输线参数是很有用的。例如图2.1所示的多层PCB可
13、以提供各种各样的带状线和微带线 结构。对于导体和介质层的控制可以获得预期的传输线的电特性。在 高速系统中,传输线电特性的控制是至关紧要的。在这一章中定义的 基本的电特性都被称为传输线参数。2.2 波形传导-WAVE PROPAGATION在高频时,当数字信号的edge rate(rise and fall times)bt PCB上的 电信号的传输时间小的话,那么这个信号将受传输线效应的影响。图2.2是传输线的一个通常的描 绘方法。上边的线是信号通路,下边的线是电流返回路径。Vi是最初 加到线上A节点的电压,Vs和Zs构成输出缓冲的戴维南等效表示,通常是作为源或者驱动。FIGURE 2.2 T
14、ypical method of portraying a digital signalpropagating on a transmission line2.3传输线参数传输线由两个或多个导带或导线组成,电信号沿导带或导线传播,常见的传输线有同轴电缆、平行双导线、微带线、带状线等。传输线 的基本参数是特性阻抗和传输延迟。2.3.1 特性阻抗传输线是一个分布参数网络,电压和电流在其上的振幅和相位都 可能发生变化。根据电磁场理论知道,传输线的导体上存在电阻,电 感,导体间存在着电容和漏电导。我们用R、L、C、G来表示传输线 单位长度的分布电阻、分布电感、分布电容和分布电导。我们把传输线分割成无数
15、个无限小的线元,则此线元可视为集总 参数电路,图1给出了线元dz的集总参数等效电路。沿线元dz的压 降dV可用下式表示(1-a)dV?(Rdz?j?Ldz)l通过电容C和电感G的电流dl为dl?(Gdz?j?Cdz)Vd2V(z)2?V?0 dz2(1-b)同时求解(1)式两个方程,给出V和l(z)的波动方程为(2-a)dz(2-b)图1线元dz的集总参数等效电路d2l(z)?21?0 2dz式中?j?r?j?L)(G?j?C)(3)为复传播常数,并且是频率的函数。可以找出方程(2)的行波解为V(z)?VO?e?z?VO?e?z?z(4-a)(4-b)?z?zl(z)?IOe?IOe公式中的e
16、?z项表示波向+z方向传播,e项表示波向一Z方向传播。由(l-a)和(4-a)得到线上的电流为1l(z)?(VO?e?z?VO?e?z)Z0式中,Z0为特性阻抗,其值为(5)ZO?r?j?LG?j?C(6)(4-b)同(6)比较得到Z0与传输线上电压、电流的关系为VO?VO?Z0?10710(7)由(7)可以看出,特性阻抗的定义为传输线上行波电压与电流 之比。在高频情况下,传输线的分布感抗要远远大于其分布电阻,分布 容抗远远大于其分布电导j?L?R,j?C?G因此,我们可以忽略R和G,得到特性阻抗的近似值Z0?L C(8)这时,电压和电流波的一般解可写为V(z)?V0?e?j?z?V0?ej?
17、z(9-a)V0?j?zV0?j?zl(z)?e?e Z0Z0(9-b)式中?LC以上介绍了特性阻抗的基本理论,下面就不同布线方式的特性阻 抗进行介绍:(1)表层微带线的特性阻抗图6表层微带线微带线是在接地层上由电介质隔开的印制电导线。印制导线的厚 度、宽度、印制导线与地层的距离以及电介质的介电常数决定了微带 线的特性阻抗。式中:Z0微带线的特性阻抗(。)W印制导线宽度(英寸)t印制导线厚度(英寸)h电介质厚度(英寸)Y印制电路板电介质的相对介电常数图7微带线的特性阻抗例(Y=5.5,t=35n m)(2)埋入微带线图8埋入微带线当覆盖在导线上的介质层厚度超过0.025mm时,特性阻抗的计 算
18、方法请参见标准IPC-D-317,如果当覆盖在导线上的介质层厚度小 于0.025mm时,其特性阻抗请参照标准IPC-2221的Table6-2O(3)层间带状线带状线是于两个接地层之间的印制导线。它的特性阻抗和印制导 线的宽度、厚度、电介质的介电常数以及两个接层的距离有关。图9带状线特性阻抗的计算方法:式中:Z0带状线的特性阻抗(Q)W印制导线宽度(英寸)T印制导线厚度(英寸)H 导线与地层之间的距离(英寸)Y印制电路板电介质的相对介电常数图10带状线和特性阻抗例(4)非对称带状线Y=5.5,t=35 Um)图11非对称带状线 特性阻抗的计算方法:式中:Z0非对称带状线的特性阻抗(。)W印制导
19、线宽度(英寸)T印制导线厚度(英寸)H 导线与地层之间的距离(英寸)y印制电路板电 介质的相对介电常数2.3.2 传输速率、时间一个传输线的微分线段(I)的等效电路已知如下V2ZPZ01?ZP?Z0ZS?ZPZ0ZP?Z0)vlZS(ZP?Z0)?ZPZ0 或?V2ZPZ0ll?l?ZS(?)ZPZ0v2?vl设单位长度常量 Y I二a|+j B Iv2=vl-rl=vl-al+vl-jpi这里vl-a|是从vl到v2的信号衰减;vl-j B I是从vl到v2的相位变化。vlln()?lne(?l?j?l)?l?j?l?rlv2 ll?lnl?Zs(?zpzO?rl?lnl?ZSl(G?jwc
20、)?l(G?jwc)ZS 令YP=l(G+jwc)当I极小时,YP极小,若频率极高,则R、G可以忽略 因此:P?lln(l?PZS)rlrl?lnjwll?Sj?ZSA2A3?ln(l?A)?A?,同时 PZS?123?rl?PZS?l(R?jwl)(G?jwc)V?W?1LC即信号在传输线中的传播速度 单元线长的传输延迟tpd?l?LCV可见,传输线上串联电感越大,并联电容越大,信号的传输速度 越低,对于低频电路,电信号的传输延迟可以不予考虑。但在高频传输 线中,由于电介质的损耗,造成传输延迟,从而影响传输信号的波形。传输延迟主要取决于印制电路板的介电常数 Yo微带线的传输延迟时间,可用下式
21、近似计算:微带线的传输延迟为:tpd?1.475?r?0.67 ns/ft可见,传输延迟仅取决于介电常数,而与线宽或间隔无关。对 FR-4板(?r?4.5),信号传输速度约为15cm/ns。带状线就是一条置于两层导电平面之间的电介质中间的铜带。如 果线的厚度和宽度,介质的介电常数,以及两层接地平面的距离都是 可控的,则线的特性阻抗也是可控的,且精度在10%之内。理论上,带状线的特性阻抗为:带状线的传输延迟为tpd?1.017r ns/ft对FR-4板(?r?4.5),信号传输速度约为12cm/ns。同样,传输延 迟与线宽或间距无关。2.3.3 用于SPICE仿真的等效线路模型传输线的等效电路模
22、型传输线的等效电路由电感L电阻R电容C和传导力G组成,所有这些值都是单位长度的,阻抗计算公式为:Z0=jwL'?R'jwC'?G'实际中这个等式很难处理,原因为:首先,阻抗值是一个需花时 间计算的一个复杂的值,其次,阻抗与频率有关,在数字电路中,必 须认为许多频率是同时发生的。Loss-free 传输线:在数字电路中低频通常不会被重视。在超过lOKHz的高频电路中,感应阻抗ML与导线阻抗R相比非常大,导纳jwU比相应的传导 力G相比大许多,公式中R和G可以被忽略。传输线的等效电路可缩减为L'传输阻抗公式可缩减为Z0=C',阻抗这时变成一个像阻值一
23、 样的实值,Z0这时可以与频率无关,1传输电路的重要参数传输时间,这时变成:tp二n=L'?C'Cu-off 频率 fO=2?L'?C'当 L,C-0,f0=oo在典型传输线(同轴电缆、双绞线)传输时间变成:tp=5ns/m,传 输速度v=2X105km/s(大约为光速的60%).2.4 传输线反射-LAUNCHING INITIAL WAVE AND TRANSMISSIONLINE REFLECTIONS驱动电路和传输线的特性对信号完整性影响很大。虽然很多参数都会影响接收的信号完整性,但在这一部分仅叙述最基础的情况。2.4.1 初始波形-Initial Wa
24、ve当驱动器加信号到传输线上,信号的幅度依赖于电压、缓冲器的 源电阻和传输线的阻抗。驱动器上的初始电压通过源电阻和线阻抗的 分压来控制。图2.8描绘了加在长的传输线上的初始波形。初始的电 压Vi传送到传输线上直到到达末端。Vi的幅度通过源和线阻抗的分 压来决定:Vi?VsZO(2.8)ZO?ZsFIGURE 2.8 Launching a wave onto a long transmission line如果传输线的末端端接一个阻抗,而且这个阻抗与线的阻抗精确 的匹配,那么幅度为Vi的信号将被端接到地,电压Vi将仍保持在线 上直到信号源转换。在这种情况下Vi是de稳态值。否则,如果传输 线的
25、末端的阻抗不是线的特征阻抗,信号的一部分端接到地,信号的 其余部分将被反射到传输线回到源。反射回的信号的量通过反射系数 决定,反射系数由确定的点(junction)的反射电压和输入电压的比 决定。这个点定义为传输线上阻抗不连续。阻抗不连续可以是不同特 征阻抗的传输线的一部分,也可以是端接电阻或者是到芯片缓冲器上 的输入阻抗。反射系数的计算:?VreflectedVincident?zt?zo(2.9)zt?zozo-线阻抗zt-不连续的阻抗等式假设信号在特征阻抗为Z0的传输线上传送遇到了不连续的 阻抗Zt。注意如果Z0二Zt,反射系数为0,意味着没有反射。zo=zt这 种情况就称为匹配的端接。
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