基于DSP的三相交流电机变频调速控制器的设计-毕业设计论文.doc

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基于DSP的三相交流电机变频调速控制器的设计
基于DSP的三相交流电机变频调速控制器的设计

摘要: 由于三相交流异步电动机具有优良的性能，因此其在工业场合应用广泛。所讨论的调速系统以三相交流
异步电动机为被控对象，以TMS320LF2407A （16 位定点DSP 芯片）为处理器，采用智能功率模块PM10CSJ060,通过
SPWM 技术对交流电机进行恒压频比控制，设计并实现了基于DSP 的变频调速（Variable Velocity Variable
Frequence，简称VVVF）控制系统。
关键词: 异步电动机；变频调速；脉宽调制/ 数字信号处理器；恒压频比控制

引言
在工矿企业中，电动机是应用面最广、数量最多的电气设备之一，因而电机的运动和控制与企业的产品质量和效益密切相关。交流变频调速技术是电力电子技术、微电子技术、控制技术高度发展的产物。交流变频调速技术的优越性体现在节电显著和调速性能卓越两个方面。针对这一情况，设计了基于DSP TMS320LF2407A 及智能功率模块PM10CSJ060的交流电机变频调速系统。TMS320LF2407A 是专为电机控制而优化设计的单片DSP 控制器，它不仅具备强大高速的运算处理能力，而且在片内集成了丰富的电机控制外围部件，如事件管理器、PWM
产生电路、ADC 转换模块等，这为实现交流电机变频调速控制提供了极大的便利。而智能功率模块（Intelligent Power Module，简称IPM）将大功率开关器件和驱动电路、保护电路、检测电路等集成在同一个模块内，是电力集成电路PIC 的一种。设计中采用恒压频比控制法实现了调速，其算法简单，控制灵活，是一种较为实用的方法。

第一章、概论
1．1 DSP的发展趋势
在计算机技术日新月异的时代，嵌入式系统软件、硬件不断进行着新的突破性发展。如今DSP操作系统和DSP应用已经成为当今嵌入式系统应用领域中最热门的技术，是高校、科研院所和高新技术企业的DSP软件、硬件开发人员的新的课题。
DSP实时嵌入式操作系统是一种实时的、多任务的操作系统软件，它是DSP系统（包括硬、软件系统）极为重要的组成部分，通常包括与硬件相关的底层驱动软件、系统内核、设备驱动接口。 目前，DSP实时操作系统的品种较多，据统计，仅用于信息电器的DSP操作系统就有10种左右。与通用操作系统相比较，嵌入式操作系统在系统实时高效性、硬件的相关依赖性、软件固态化以及应用的专用性等方面具有较为突出的特点。
DSP技术应用前景将非常广阔。DSP应用产品具有巨大的市场需求前景，仅就美国市场而言，据估计，21世纪将有1亿辆汽车、几千万台个人通信装置、每个家庭中5～20个联网的家用电器以及数以百万计的工厂使用DSP系统。业界分析家认为，DSP系统在IP电话、游戏装置和手持式通信装置的推动下将会有突飞猛进的发展。DSP系统不仅在传统的工业控制、通信和图象处理领域有极其广泛的应用空间，如智能工控设备、POS/ATM机、IC卡等，而且在信息家电领域的应用更具有极为广泛的潜力，例如机顶盒、变频冰箱、变频空调等众多的消费类和医疗保健类电子设备，以及在车载盒、智能交通等领域的应用也呈现出前所未有的生机。
（1）信息家电领域机顶盒、变频冰箱、变频空调等众多的消费类和家庭医疗保健类电子设备将在未来几年取得快速发展，信息家电的个性化、区域化以及季节化的趋势，为特定应用的DSP操作系统提供了应用发展空间。信息智能家居是未来发展的方向，估计几年内将得到快速发展。
（2）医疗仪器领域大量医疗仪器的应用，如心脏起搏器、放射设备及分析监护设备，都需要RTOS的支持，像各种化验设备，如肌动电流描记器、离散光度化学分析、分光光度计等，都需要使用高性能的、专用化的DSP系统来提高其精度和速度。引入DSPRTOS后，现有的各种监护仪的功能与性能都将得到大幅度的提高。
（3）智能汽车领域随着无线通信与全球定位技术的日益成熟和广泛应用，集通信、信息、导航、娱乐和各类汽车安全电子系统于一体的车载盒会成为下一代和未来汽车的发展方向。由于足够的市场需求，车载盒必将成为近年来发展的热点，DSPRTOS在该领域应用市场的规模未来几年里将迅速增加。
（4）智能交通领域随着人们对环境要求的不断提高，智能交通系统（ITS）必将是新世纪迅猛发展的支柱产业。特定应用的DSP操作系统将是发展智能综合路口控制机、路车交互系统、新型停车系统、高速公路的信息监控与收费综合管理系统的关键技术，其应用将确保智能交通系统的低成本与高性能，大大提高系统的可靠性和智能化程度。
（5） 其它领域的应用，如视频会议系统、全数字电机控制系统（包括直流无刷伺服和交流伺服）、语音压缩、通信等。 DSP的应用离不开DSP操作系统。
1.2 变频调速技术的发展
交流变频调速技术相对于变压调速等其它方法有着明显的优点:①调速时平滑性好，效率高;② 调速范围较大，精度高;③起动电流低，对系统及电网无冲击，节电效果明显;④变频器体积小，便于安装、调试、维修简便;⑤易于实现过程自动化等优异特性，在实际中得到了广泛的应用。
20世纪是电力电子变频技术由诞生到发展的一个全盛时期。最初的交流变频调速理
论诞生于20世纪20年代，直到60年代，由于电力电子器件的发展，才促进了变频调速技术向实用方向的发展。70年代，席卷工业发达国家的石油危机，促使他们投入大量的人力、物力、财力去研究高效率的变频器，使变频调速技术有了很大的发展并得到推广应用。80年代，变频调速己产品化，性能也不断提高，充分发挥了交流调速的优越性，
广泛的应用于工业各部门，并且部分取代了直流调速。进入90 年代，由于新型电力电子器件的发展及性能的提高、计算机技术的发展以及先进控制理论和技术的完善和发展等原因，极大地提高了变频调速的技术性能，促进了变频调速技术的发展，使变频调速装置在调速范围、驱动能力、调速精度、动态响应、输出性能、功率因数、运行效率及使用的方便性等方面大大超过了其他常规交流调速方式，其性能指标亦已超过了直流调速系统，达到取代直流调速系统的地步。
目前 ，交流变频调速技术以其卓越的调速性能、显著的节电效果以及在国民经济各领域的广泛适用性，而被公认为是一种最有前途的交流调速方式，代表了电气传动发展的主流方向。变频调速技术为节能降耗、改善控制性能、提高产品的产量和质量提供了至关重要的手段。变频调速理论己形成较为完整的科学体系，成为一门相对独立的学科。变频装置按变换环节分有交一直一交系统和交一交系统两大类，交一直一交系统又分为电压型和电流型，其中，电压型变频器在工业中应用最为广泛;按电压的调制方式分为脉幅调制PAM(Pulse Altitude Modulation)和脉宽调制PWM(Pulse Width Modulation)两大类，前者己几近绝迹，目前普遍采用的是后者回.

1.3 变频调速系统的方案
目前典型的变频调速控制类型主要有四种:①恒压频比(v均控制，②转差频率控制，③矢量控制，④直接转矩控制。下面分别对这四种调速控制类型进行介绍。
早期的变频系统都是采用开环恒压比田/卜常数)的控制方式，U/f控制是转速开环控制,无需速度传感器，控制电路简单，负载可以是通用标准异步电动机，所以通用性强，经济性好，是目前通用变频器产品中使用较多的一种控制方式，普遍应用在风机、泵类的调速系统中。但是由于这种控制方法是开环控制，调速精度不高，低速时因定子电阻和逆变器死区效应的存在而性能下降、稳定性变差。
异步电动机转差频率控制是一种转速闭环控制。利用异步电动机的转矩与转差频率成正比的关系来控制电机的转矩，就可以达到与直流恒磁通调速系统相似的性能。它的优点在于频率控制环节的输入频率信号是由转差信号和实测转速信号相加后得到的，在转速变化过程中，实际频率随着实际转速同步上升或下降，因此加、减速更平滑，容易稳定。其缺点是由于转差频率控制规律是从异步电动机稳态等效电路和稳态转矩公式推得的，所以存在动态时磁通的变化不能得到控制、电流相位没有得到控制等差距，使其不能达到与直流恒磁通调速系统同样的性能。
本世纪70年代西德F.Blaschke等人首先提出矢量控制(FOC)理论，由此开创了交流电动机等效直流电动机控制的先河1习。矢量控制也称为磁场定向控制，它着眼于电机磁场的直接控制。其主要思想是将异步电动机模拟成直流电动机，通过坐标变换的方法分解定子电流，使之成为转矩和磁场两个分量，实现正交或解祸控制，从而获得与直流电动机一样良好的动态调速特性。因为这种方法采用了坐标变换，所以对控制器的运算速度、处理能力等性能要求较高。但在实际上矢量控制运算及转子磁链估计中要使用电动机参数，其控制的精确性受到参数变化的影响，所以精确的矢量控制系统要对电动机的参数进行估计。这种控制方式需要解祸计算和坐标旋转变换，计算量较大，实现起来困难。在矢量控制系统中，给定量要从直流变为交流，而反馈量要从交流变为直流再加上转子磁链模型、转子参数的辨识与校正等;因此电机的速度辨识及磁链观测器的实现是矢量控制系统实现的关键所在。
1985年德国鲁尔大学DePenbrock教授首先提出直接转矩控制理论(DTC)。直接转矩控制与矢量控制不同，DTC摒弃了解祸的思想，取消了旋转坐标变换，简单的通过检测电机定子电压和电流，借助瞬时空间矢量理论计算电机的磁链和转矩，并根据与给定值比较所得的差值，实现磁链和转矩的直接控制。直接转矩控制技术是用空间矢量的分析方法，直接在定子坐标系计算与控制交流电动机的转矩，采用定子磁场定向，借助离散的两点式调节器产生脉宽调制(PWM)信号，直接对逆变器的开关状态进行最佳控制，以获得转矩的高动态性能。这种方法的优点在于:直接在定子坐标系上分析交流电动机的数学模型、控制电动机的转矩和磁链，省掉了矢量旋转变换等复杂的变换和计算。大大减少了矢量控制技术中控制性能易受参数变化影响的问题。但是由于直接转矩控制系统是直接进行转矩的砰一砰控制，避开了旋转坐标变换，控制定子磁链而不是转子磁链，不可避免地产生转矩脉动，降低调速性能，因此只能用在对调速要求不高的场合。同时，直接转矩系统的控制也较复杂，造价较高。
1.4 本论文的研究内容
本文在掌握交流电机变频调速基本原理的基础上，采用电机控制专用DSP芯片TMS320LF2407A，运用变频调速的价厂控制方式和SPWM控制算法，提出了交流电机变频调速系统的总体设计方案，。
具体研究工作包括:交流电机变频调速原理的研究;变频调速系统硬件电路的研究和设计，包括主电路、系统保护电路和控制电路;变频调速系统控制软件的研究和设计。
第二章交流调速原理
2、1正弦脉宽调制(SPWM)控制理论
我们期望变频器输出的电压波形是纯粹的正弦波形，但就目前的技术，还不能制造功率大、体积小、输出波形如同正弦波发生器那样标准的可变频变压的逆变器。目前很容易实现的一种方法是：逆变器的输出波形是一系列等幅不等宽的矩形脉冲波形，这些波形与正弦波等效，等效的原则是每一区间的面积相等。如果把一个正弦半波分作n等分，然后把每一等分的正弦曲线与横轴所包围的面积都用一个与此面积相等的矩形脉冲来代替，矩形脉冲的幅值不变，各脉冲的中点与正弦波每一等分的中点相重合。这样，有n个等幅不等宽的矩形脉冲所组成的波形就与正弦波的半周等效，称为SPWM波形。SPWM波形如图2.1所示：
产生正弦脉宽调制波SPWM的原理是：用一组等腰三角形波与一个正弦波进行比较，如图2.2所示，其相交的时刻(即交点)作为开关管“开”或“关”的时刻。正弦波大于三角波时，使相应的开关器件导通；当正弦波小于三角载波时，使相应的开关器件截止。

图2.1与正弦波等效的等幅脉冲序列波

图2.2 SPWM控制的基本原理图
2.2单极性SPWM控制技术
采用单极性控制时在正弦波的半个周期内每相只有一个开关器件开通或关断，例如A相的V1反复通断，如图2.3所示。
B
A

图2.3 单极性脉宽调制波的形成
(A)调制波和载波 (B)单极性SPWM波形
这时的调制情况是：当正弦调制波电压高于三角载波电压时，相应比较器的输出电压为正电平，反之则为零电平。只要正弦调制波的最大值低于三角载波的幅值，由图2.3(A)的调制结果必然形成图2.3(B)所示的等幅不等宽而且两侧窄中间宽的SPWM脉宽调制波形。负半周用同样的方法调制后再倒相而成。

单极性调制的工作特点：每半个周期内，逆变桥同一桥臂的两个逆变器件中，只有一个器件按脉冲系列的规律时通时断的工作，另一个完全截止；而在另半个周期内，两个器件的工作情况正好相反。流经负载Z的便是正、负交替的交变电流，如图2.4所示。

图2.4单极性调制工作特点
2.3双极性SPWM控制技术
双极性调制技术与单极性相同，只是功率开关器件通断情况不一样。图2.5绘出了三相双极式的正弦脉宽调制波形。当A相调制波uA>ut时，V1导通，V2关断，使负载上的相电压为UA=+U/2(假设交流电机定子绕组为星型联接，其中性点0与整流器输出端滤波电容器的中点0相连，那么当逆变器任一相导通时在电机绕组上所获得的相电压为U/2，见图2.5(b)；当uA<ut时，V1关断而V2导通，则UA=－U/2。)所以A相电压UA是以+U/2和-U/2为幅值作正、负跳变的脉冲波形。同理，图2.5(c)的UB是由V3和V4交替导通得到的，图2.5(d)的UC是由V5和V6交替导通得到的。由UA和UB相减，可得逆变器输出线电压波形UAB[图2.5(e)]。UAB的脉冲幅值为+U和－U。尽管相电压是双极性的，但是合成后的线电压脉冲系列与单极性相电压合成的结果一样都是单极性的。

图2.5双极性SPWM逆变器三相输出波形
综上所述，双极性调制的工作特点：逆变桥在工作时，同一桥臂的两个逆变器件总是按相电压脉冲系列的规律交替地导通和关断，而流过负载Z的电流是按线电压规律变化的交变电流，如图2.6所示：

图2.6双极性调制工作特点
2.4 SPWM的调制方式
SPWM波毕竟不是真正的正弦波，它仍然含有高次谐波的成分，因此尽量采取措施减少它。图2.7是通过电动机绕组的SPWM电流波形。显然，它仅仅是通过电动机绕组滤波后的近似正弦波。图中给出了载波在不同频率时的SPWM电流波形，可见载波频率越高，谐波波幅越小，SPWM波形越好。因此希望提高载波频率来减小谐波。另外，高的载波频率使变频器和电机的噪声进入超声范围，超出人的听觉范围之外，产生“静音”的效果。但是，提高载波的频率要受逆变开关管的最高开关频率限制，而且也形成对周围电路的干扰源。

图2.7 SPWM电流波形
SPWM的调制方式有三种：同步调制、异步调制和分段同步调制。在一个调制信号周期内所包含的三角载波的个数称为载波频率比。在变频过程中，即调制信号周期变化过程中，载波个数不变的调制称为同步调制，载波个数相应变化的调制称为异步调制。
(1)同步调制
在改变正弦信号周期的同时成比例地改变载波周期，使载波周期与信号频率的比值保持不变。对于三相系统，为了保证三相之间对称，互差120°相位角，通常取载波频率为3的整数倍。而且，为了双极性调制时每相波形正负波形对称，上述倍数必须是奇数，这样在信号波180°处，载波的正负半周恰好分布在180°处的左右两侧。由于波形的左右对称，这就不会出现偶次谐波问题。但是这种调制，在信号频率较低时，载波的数量显得稀疏，电流波形脉动大，谐波分量剧增，电动机的谐波损耗及脉动转矩也相应增大。而且，此时载波的边频带靠近信号波，容易干扰基波频域。为了克服这个缺点，必须在低频时提高载波比，这就是异步调制方式。
(2)异步调制
异步调制方式是指在整个变频范围内，载波比都是变化的。一般在改变调制频率时保持三角载波频率不变，因此提高了低频时的载波比，在低频工作时，逆变器输出电压半波内的矩形脉冲数可以随着输出频率的降低而增加，相应的减小了负载电机的转矩与噪声，改善了低频时的工作特性。但是由于载波比随着输出频率的降低而连续变化时，逆变器输出电压的波形其相位也会发生变化，很难保持三相输出的对称关系，因此会引起电动机的工作不稳定。
(3)分段同步调制
为了克服同步调制和异步调制的缺点，可以将他们结合起来，组成分段同步调制方式。分段同步调制是指在一定的频率范围内，采用同步调制，保持输出波形对称的优点，当频率降低较多时，使载波比分段有级的增加，这样就利用了异步调制的优点。具体实现方法是把逆变器整个变频范围划分为若干个频段，在每个频段内都维持载波比恒定，对于不同频段取不同的载波比，频率较低载波比取大点，一般有经验参数可取。
第三章、总体方案及硬件设计
3.1总体方案及硬件框图
方案以三相交流异步电动机为被控对象,以TMS320LF2407A（16 位定点DSP 芯片）为处理器，对三相交流异步电动机采用变频调速V/F 控制算法，设计了整套系统。图1 示出系统的硬件框图。DSP 首先从键盘采集需要的频率和转向信号，接着产生相应的三相六路SPWM信号，过光耦隔离传给驱动电路，驱动电路再控制逆变桥IPM的导通与关断，同时DSP 采集IPM有无故障输出，如有故障，则关断DSP 的SPWM输出，关断主电路。通过液晶显示相应的频率、转速、转向等信号。
图3.1系统硬件框图

3.2系统硬件电路
如图3.1所示，系统硬件电路由变频主电路、功率驱动电路、光耦隔离电路、保护电路、DSP 最小系统、键盘输入和液晶显示等电路组成。
3.2.1 变频主电路
图3.2 示出的变频主电路由整流、滤波、逆变3 部分电路组成。整流电路由单相不可控整流桥将电源的单相交流全波整流成直流。整流电路输出的整流电压是脉动的直流电压，必须加以滤波。滤波电容除了滤除整流后的电压纹波外，还在整流电路与逆变器之间起去耦作用，以消除相互干扰，给作为感性负载的电动机提供必要的无功功率。逆变电路把整流后的直流电再逆变成频率、幅值均可调节的交流电。这是变频器实现变频的执行环节，因而是变频电路的核心部分。
图3.2变频主电路

3.2 .2功率驱动电路
智能功率模块（IPM）是将大功率开关器件和驱动电路、保护电路、检测电路等集成在同一个模块内的一种电力集成电路[2]。它采用低饱和压降，高开关速度，内设低损耗电流传感器的绝缘栅双极晶体管（IGBT）功率器件。所设计系统中的功率开关器件采用以IGBT 为核心的IPM，型号为PM10CSJ060。采用单电源逻辑电压输入优化的栅极驱动，实行实时逻辑栅区（RTC）控制模式。采用严密的时序逻辑监控保护，可防止过电流、短路、过热及欠电压等故障发生。光耦合输入，带RC 信号干扰抑制和电源干扰抑制。IPM内置各种保护功能，只要有一个保护电路起作用，IGBT 的门极驱动电路即可关闭，同时产生一个故障信号。
3.2.3 光耦隔离电路
设计时选择TLP559 光电耦合器，并使光耦与IPM控制端子间的布线最短，布线阻抗最小。TLP559为发光二极管驱动方式，du/dt 的耐量小，故采用在光耦阴极接限流电阻的驱动电路形式，图3 示出驱动电路。
图3.3光藕隔离电路

3.2.4 系统保护电路
图4 示出系统保护电路。其中逆变桥3 个上桥臂各有一个保护信号输出，3 个下桥臂共用一个保护信号输出，共有4 路保护信号（Fo1～Fo4）输出。无故障时，Fo 输出高电平，光电耦合器（TLP521）不导通，连接到四输入与门（74LS21）的输入端为高电平，与门的输出即为高电平。当其中任一个桥臂有故障时，Fo即输出低电平，光电耦合器导通，与门的输入信号即变低，输出亦变低，这样连接DSP 的PDPINTA 引脚就检测到一个下降沿，进入到DSP 的故障中断中，在程序中封锁6 路SPWM 的输出信号，使6 路SPWM信号无输出，起到保护作用。
图3.4系统保护电路

3.2.5 显示部分
1)LCD12864概述
带中文字库的128X64是一种具有4位/8位并行、2线或3线串行多种接口方式，内部含有国标一级、二级简体中文字库的点阵图形液晶显示模块；其显示分辨率为128×64, 内置8192个16*16点汉字，和128个16*8点ASCII字符集.利用该模块灵活的接口方式和简单、方便的操作指令，可构成全中文人机交互图形界面。可以显示8×4行16×16点阵的汉字. 也可完成图形显示.低电压低功耗是其又一显著特点。由该模块构成的液晶显示方案与同类型的图形点阵液晶显示模块相比，不论硬件电路结构或显示程序都要简洁得多，且该模块的价格也略低于相同点阵的图形液晶模块。

2)LCD12864基本特性
（1）、低电源电压（VDD:+3.0--+5.5V）（2）、显示分辨率:128×64点 （3）、内置汉字字库，提供8192个16×16点阵汉字(简繁体可选) （4）、内置 128个16×8点阵字符 （5）、2MHZ时钟频率 （6）、显示方式：STN、半透、正显 （7）、驱动方式：1/32DUTY，1/5BIAS （8）、视角方向：6点 （9）、背光方式：侧部高亮白色LED，功耗仅为普通LED的1/5—1/10 （10）、通讯方式：串行、并口可选 （11）、内置DC-DC转换电路，无需外加负压 （12）、无需片选信号，简化软件设计（13）、工作温度: 0℃ - +55℃ ,存储温度: -20℃ - +60℃

3)模块接口说明
管脚号
管脚名称
电平
管脚功能描述
1
VSS
0V
电源地
2
VCC
3.0+5V
电源正
3
V0
-
对比度（亮度）调整
4
RS(CS）
H/L
RS=“H”,表示DB7——DB0为显示数据
RS=“L”,表示DB7——DB0为显示指令数据
5
R/W(SID)
H/L
R/W=“H”,E=“H”,数据被读到DB7——DB0
R/W=“L”,E=“H→L”, DB7——DB0的数据被写到IR或DR
6
E(SCLK)
H/L
使能信号
7
DB0
H/L
三态数据线
8
DB1
H/L
三态数据线
9
DB2
H/L
三态数据线
10
DB3
H/L
三态数据线
11
DB4
H/L
三态数据线
12
DB5
H/L
三态数据线
13
DB6
H/L
三态数据线
14
DB7
H/L
三态数据线
15
PSB
H/L
H：8位或4位并口方式，L：串口方式（见注释1）
16
NC
-
空脚
17
/RESET
H/L
复位端，低电平有效（见注释2）
18
VOUT
-
LCD驱动电压输出端
19
A
VDD
背光源正端（+5V）（见注释3）
20
K
VSS
背光源负端（见注释3）

E信号
E状态
执行动作
结果
高——>低
I/O缓冲——>DR
配合/W进行写数据或指令
高
DR——>I/O缓冲
配合R进行读数据或指令
低/低——>高
无动作

忙标志:BF   
BF标志提供内部工作情况.BF=1表示模块在进行内部操作,此时模块不接受外部指令和数据.BF=0时,模块为准备状态,随时可接受外部指令和数据.利用STATUS RD 指令,可以将BF读到DB7总线,从而检验模块之工作状态.

4)字型产生ROM（CGROM）
字型产生ROM（CGROM）提供8192个此触发器是用于模块屏幕显示开和关的控制。DFF=1为开显示（DISPLAY ON),DDRAM 的内容就显示在屏幕上，DFF=0为关显示（DISPLAY OFF)。DFF 的状态是指令DISPLAY ON/OFF和RST信号控制的。

5)显示数据RAM（DDRAM）
模块内部显示数据RAM提供64×2个位元组的空间，最多可控制4行16字（64个字）的中文字型显示，当写入显示数据RAM时，可分别显示CGROM与CGRAM的字型；此模块可显示三种字型，分别是半角英数字型(16*8)、CGRAM字型及CGROM的中文字型，三种字型的选择，由在DDRAM中写入的编码选择，在0000H—0006H的编码中（其代码分别是0000、0002、0004、0006共4个）将选择CGRAM的自定义字型，02H—7FH的编码中将选择半角英数字的字型，至于A1以上的编码将自动的结合下一个位元组，组成两个位元组的编码形成中文字型的编码BIG5（A140—D75F），GB（A1A0-F7FFH）。 

6)字型产生RAM(CGRAM)   
字型产生RAM提供图象定义(造字)功能, 可以提供四组16×16点的自定义图象空间，使用者可以将内部字型没有提供的图象字型自行定义到CGRAM中，便可和CGROM中的定义一样地通过DDRAM显示在屏幕中。
地址计数器AC地址计数器是用来贮存DDRAM/CGRAM之一的地址,它可由设定指令暂存器来改变，之后只要读取或是写入DDRAM/CGRAM的值时，地址计数器的值就会自动加一，当RS为“0”时而R/W为“1”时，地址计数器的值会被读取到DB6——DB0中。

7)光标/闪烁控制电路
此模块提供硬体光标及闪烁控制电路，由地址计数器的值来指定DDRAM中的光标或闪烁位置。

8)指令说明
模块控制芯片提供两套控制命令，基本指令如下：
指
指令码
功 能
令
RS
R/W
D7
D6
D5
D4
D3
D2
D1
D0

清除显示
0
0
0
0
0
0
0
0
0
1
将DDRAM填满"20H",并且设定DDRAM的地址计数器(AC)到"00H"
地址归位
0
0
0
0
0
0
0
0
1
X
设定DDRAM的地址计数器(AC)到"00H",并且将游标移到开头原点位置;这个指令不改变DDRAM 的内容
显示状态开/关
0
0
0
0
0
0
1
D
C
B
D=1: 整体显示 ONC=1: 游标ON B=1:游标位置反白允许
进入点设定
0
0
0
0
0
0
0
1
I/D
S
指定在数据的读取与写入时,设定游标的移动方向及指定显示的移位
游标或显示移位控制
0
0
0
0
0
1
S/C
R/L
X
X
设定游标的移动与显示的移位控制位;这个指令不改变DDRAM 的内容
功能设定
0
0
0
0
1
DL
X
RE
X
X
DL=0/1：4/8位数据RE=1: 扩充指令操作RE=0: 基本指令操作
设定CGRAM地址
0
0
0
1
AC5
AC4
AC3
AC2
AC1
AC0
设定CGRAM 地址
设定DDRAM地址
0
0
1
0
AC5
AC4
AC3
AC2
AC1
AC0
设定DDRAM 地址（显示位址）第一行：80H－87H第二行：90H－97H
读取忙标志和地址
0
1
BF
AC6
AC5
AC4
AC3
AC2
AC1
AC0
读取忙标志(BF)可以确认内部动作是否完成,同时可以读出地址计数器(AC)的值
写数据到RAM
1
0
数据
将数据D7——D0写入到内部的RAM (DDRAM/CGRAM/IRAM/GRAM)
读出RAM的值
1
1
数据
从内部RAM读取数据D7——D0(DDRAM/CGRAM/IRAM/GRAM)

扩充指令略

备注:当IC1在接受指令前,微处理器必须先确认其内部处于非忙碌状态,即读取BF标志时,BF需为零,方可接受新的指令;如果在送出一个指令前并不检查BF标志,那么在前一个指令和这个指令中间必须延长一段较长的时间,即是等待前一个指令确实执行完成。

3.2.6 主电路开关器件选择
IRFZ44N:它是用于开关电源，且具有很低的使用状态阻力。具体参数如下：
晶体管极性：N沟道
晶体管类型：MOSFET 　
漏极电流Id最大值：49A 　
电压Vds最大：55V
功耗：83W
第四章系统软件设计
4.1正弦脉宽调制法
系统采用正弦脉宽调制（SPWM）法，其基本思想是使输出的脉冲宽度按正弦规律变化，因此能有效抑制输出电压中的低次谐波分量，使电机工作在近似正弦的交变电压下，且转矩脉动小，大大扩展了交流电机的调速范围。这里采用规则采样法生成SPWM脉冲序列。
图4.1规则采样法

图4.1 示出规则采样法。其方法是把1 个三角载波uc 周期内的正弦调制波ur 看成不变，在一个三角波周期只需在B点取样一次，这样可使生成的SPWM脉冲的中点与对应三角波的中点，即负峰点A 重合，从而使SPWM脉冲的计算大为简化。下面介绍有关算法。设uc 幅值Uc=1，正弦调制信号ur=Msinωrt，其中调制度0≤M<1。由图5可见，△ABC∽△EDA，故有：
1+Msinωr t/(t2 /2)= 2/(Tc /2)（1）
由式（1）可得取样时刻SPWM脉冲的频宽：
t2= (2/Tc)（1+Msinωr t） （2）
脉冲两边的间隙宽度为：
t1=t3= (1/2)（Tc- t2）= (Tc/4)（1-Msinωr t） （3）
由同步调制原理可知，载波比N=fc /f1 为常数，由此可得：
Tc= 1/fc= 1/Nf1（4）
对于正弦函数，可预先计算出对应于各点的值，制成表格，存于EPROM中，以备查用。同步调制方式中，N 为常数且为3 的倍数。考虑到固定的载波比，在正弦调制频率的高频段，fc 可能过高，以至于超过主电路功率开关器件的最高频率，以及Tc 过短，以至小于定时器控制所允许的时间；而在低频段，fc 过低可能使负载电机产生较大的转矩脉动和噪声。因此，采用分段同步调制，即低频段采用大载波比，高频段采用小载波比。这里采用6 段同步调制，f1 为输出频率，取：N=360 （0Hz≤f1≤5Hz）；
N=180 （6Hz≤f1≤10Hz）；
N=90 （11Hz≤f1≤20Hz）；
N=60 （21Hz≤f1≤30Hz）；
N=45 （31Hz≤f1≤40Hz）；
N=30（41Hz≤f1≤60Hz）。
图4.2系统软件流程图

图4.2 示出系统的软件流程图。在主程序中完成系统和软件的初始化和频率信号的采集。在定时器1 的周期中断子程序中，计算恒压频比控制下的M值和频率值，查表得到三相正弦值，计算后给周期寄存器（T1PR）和3 个比较寄存器（CMPR1，2，3）赋值。
4.2 程序
4.2.1 A/D转换初始化程序：
void init_adc(void)
{
*ADCTRL1=0x00;
*ADCTRL2=0x0504;
*MAX_CONV=0x07;
*CHSELSEQ1=0x3210;
*CHSELSEQ2=0x7654;
}

void adc_soc(void)
{
*T4CON=*T4CON|0x40;
}

void interrupt adcint(void)
{
asm(" clrc SXM");
/*
T4_NUM1 = *T4CNT;
Speed_result[i] = T4_NUM1 - T4_NUM0;
T4_NUM0 = T4_NUM1;
*/
if(!(i%I_DIV))
{
adc_res=*RESULT5>>6;
I_result[i/I_DIV]=*RESULT0>>6;
if(adc_res>0x3fe)adc_res=0x3fe;
if(adc_res<0x01)adc_res=0x01;
*ADCTRL2|=0x4200;
*T2PR=1.76*adc_res+200;
b_time=fv_cn/((float)*T2PR);
if(b_time>1)b_time=1;
}

i++;
if(i>=I_LOOP)
i = 0;
asm(" CLRC INTM");
}

/********************** INTERRUPT SERVICE ROUTINES *********************/
interrupt void timer2_isr(void)
{

*EVAIFRB = *EVAIFRB & 0x0001; /* clear T2PINT flag */
a=*CMPR1=b_time*pwm_half_per*(0.5+0.5*sin_table[index_pwm%num_f_d]);
b=*CMPR2=b_time*pwm_half_per*(0.5+0.5*sin_table[(index_pwm+((2*num_f_d)/3))%num_f_d]);
c=*CMPR3=b_time*pwm_half_per*(0.5+0.5*sin_table[(index_pwm+((num_f_d)/3))%num_f_d]);
/*
*CMPR1=pwm_half_per*sin_table[index_pwm%(num_f_d)];

*CMPR2=pwm_half_per*sin_table[(index_pwm+((2*num_f_d)/3))%(nu
m_f_d)];

*CMPR3=pwm_half_per*sin_table[(index_pwm+((num_f_d)/3))%(num_
f_d)];
*/
index_pwm++;
if(index_pwm>=num_f_d)index_pwm=0;

}

4.2.2 SPWN程序：
PWM是通过改变输出方波的占空比来改变等效的输出电压。
SPWM，就是在PWM的基础上改变了调制脉冲方式，脉冲宽度时间占空比按正弦规率排列，这样输出波形经过适当的滤波可以做到正弦波输出。

SPWM产生程序及AD模块响应程序如下：
#include "f2407_c.h"
#include "math.h"
#include "var.h"

unsigned int period;
unsigned int duty;
unsigned int index_pwm=0;
unsigned int a,b,c,aaa=0;

/*** Constant Definitions ***/
#define PI 3.1415926

extern float sin_table[99];
unsigned int adc_res=500;
unsigned int I_result[I_LOOP/I_DIV];
/*unsigned int Speed_result[2048];*/
unsigned int i=0;
float fv_cn = 0;
/*unsigned int T4_NUM0=0;
unsigned int T4_NUM1=0;
*/
/****************************** MAIN ROUTI