一种S波段高效谐波调谐功率振荡器设计.pdf

DOI:10.11991/yykj.202210019网络出版地址：https:/ S 波段高效谐波调谐功率振荡器设计曹宇1，刘长军1，郑位春2，黄凯21.四川大学电子信息学院，四川成都6100642.中全通技术有限公司，四川宜宾644000摘要：为了解决微波无线输能系统中微波源的小型化和高效率需求，提出了一种高效谐波调谐功率振荡器的设计方法，振荡器由晶体管、谐波控制网络、反馈网络和负载网络组成。首先，通过调谐晶体管谐波阻抗以减少漏极电压与电流波形的重叠，从而提高其效率；其次，反馈网络与负载网络使用仿真获得的数据合成，两者可独立设计，避免了反馈回路对振荡器输出效率的影响。使用 CreeCGH40010FGaNHEMT 设计并制作了一款工作在 S 波段的高效功率振荡器，测试结果表明振荡器在 2.445GHz 下成功实现了 41.7dBm 的输出功率和 79.9%的直流到射频(directcurrenttoradiofrequency，DC-RF)转化效率，在偏移载波 1MHz 处，相位噪声低至136dBc/Hz。该功率振荡器性能优越，在微波无线能量传输系统中具有良好的应用前景。关键词：高效率；功率振荡器；谐波调谐；S 波段；阶梯阻抗谐振器；相位噪声中图分类号：TN455文献标志码：A文章编号：1009671X(2023)04005306Design of an S-band high-efficiency harmonic-tuned power oscillatorCAOYu1,LIUChangjun1,ZHENGWeichun2,HUANGKai21.SchoolofElectronicsandInformationEngineering,SichuanUniversity,Chengdu610064,China2.ZhongquantongTech.Co.,Yibin644000,ChinaAbstract:To achieve miniaturization and high efficiency of microwave sources in microwave wireless powertransmissionsystems,ahigh-efficiencyharmonic-tunedpoweroscillatordesignmethodisproposed,whichconsistsofatransistor,aharmoniccontrolnetwork,afeedbacknetworkandaloadnetwork.First,theefficiencyofthetransistorisimprovedbytuningitsharmonicimpedancetoreducetheoverlapbetweenthedrainvoltageandcurrentwaveforms;andfurther,thedataoffeedbackandloadnetworks,whicharesynthesizedusingdataobtainedfromsimulations,canbedesignedindependently,avoidingtheeffectoffeedbackloopontheoutputefficiencyoftheoscillator.Ahigh-efficiencyoscillatorusingCreeCGH40010FGaNHEMTwasdesignedandfabricatedformeasurement.Theresultillustratesthatthefabricatedoscillatorhasachievedanoutputpowerof41.7dBmandthedirectcurrenttoradiofrequency(directcurrenttoradiofrequency，DC-RF)powerconversionefficiencyof79.9%at2.445GHz,andthephasenoiseisalsoaslow as 136 dBc/Hz at 1 MHz offset,which presents good future applications in the microwave wireless powertransmissionsystem.Keywords:highefficiency;poweroscillator;harmonic-tuned;S-band;stepimpedanceresonator(SIR);phasenoise微波无线能量传输(microwavewirelesspowertransfer，MWPT)系统中的微波源通常包含固态1、真空22 种。功率振荡器作为微波源的重要组件，其直流到射频(directcurrenttoradiofrequency，dc-RF)转换效率直接影响 MWPT 系统的整体效率34。在以往的研究中，报道了许多高效功率振荡器的非线性设计技术57。文献 6 通过将晶体管工作在开关模式，实现了一款振荡频率为 410MHz的 E 类功率振荡器。然而，由于高频开关损耗增加，开关模式振荡器的效率随着频率的增加而下降。另一方面，设计谐波调谐负载网络可使振荡器在高频下保持高效率813。文献 8 通过将负载网络设计为在谐波频率下提供最佳阻抗，实现了一款振荡频率为 981MHz、转换效率为 73%的功收稿日期：20221026.网络出版日期：20230511.基金项目：国家自然科学基金项目（62071316）.作者简介：曹宇，男，硕士研究生.刘长军，男，教授，博士.通信作者：刘长军，E-mail：.第50卷第4期应用科技Vol.50No.42023年7月AppliedScienceandTechnologyJul.2023率振荡器。文献 12 通过在反馈回路中使用机械移相器来实现输出频率可调，在 890950MHz 频段上，振荡器输出功率为 44.630.2dBm，转换效率优于 62%。在这些方法中，高效率功率放大器的工作原理都被用于高效功率振荡器的设计。本文提出了一种新型高效谐波调谐功率振荡器的设计方法。其中，反馈网络与负载网络通过公式合成，可独立设计，避免了多次迭代，简化了设计流程。为提升相位噪声特性，在反馈网络中添加了阶梯阻抗谐振器(stepimpedanceresonant，SIR)。仿真与实验测试结果均验证了其高直流到射频(directcurrenttoradiofrequency，dc-RF)转化效率和低相位噪声特性。1谐波调谐功率放大器的设计功率放大器作为功率振荡器的核心部分，采用谐波调谐技术来实现其高效率。谐波调谐类功放的漏极效率可表示为14=Pout,fPdc=Pout,fPdissipated+Pout,f+n=2Pout,nf式中：Pout,f和 Pout,nf分别为功放的基波输出功率和高次谐波功率，Pdissipated为晶体管的功率耗散。其中 Pdissipated和 Pout,nf可表示为Pdissipated=1TwT0vDS(t)iDS(t)dtn=2Pout,nf=12n=2VnIncos(n)vDS(t)iDS(t)式中：和分别为晶体管漏极电压和电流，Vn和 In分别为晶体管漏极各高次谐波电压和谐波电流分量的幅度，n为两者相位差。通过以上推导可知，晶体管器件耗散和高次谐波功率都与谐波阻抗密切相关。因此，可通过选择合适的谐波阻抗来降低器件耗散和谐波功率以提升晶体管漏极效率。功放设计过程如下：通过负载牵引仿真晶体管最佳负载阻抗与源阻抗，其中负载牵引原理如图 1 所示。使用 CreeCGH40010FGaNHEMT 作为有源器件，设置静态电流为 171mA，使其工作在AB 类。输入功率为28dBm，工作频率f0=2.45GHz，在仿真过程中多次迭代优化得到基波阻抗为：ZLopt1=23+j20，Zsopt1=4.1j3.4；二次谐波阻抗：ZLopt2=j5，Zsopt2=j200；三次谐波阻抗：ZLopt3=j640，Zsopt3=j300。高阶谐波控制对放大器效率提升有限，并增加匹配设计难度，因此，本设计将谐波控制到3 次。RL输入匹配输出匹配Zsopt1 at f0Zsopt2 at 2f0Zsopt3 at 3f0ZLopt1 at f0ZLopt2 at 2f0ZLopt3 at 3f0PavsRFCRFCVGSVDS图1负载牵引原理在设计谐波控制电路时，将直流偏置电路作为其中一部分进行设计，如图 2 所示。FL1、FL2以及 TL4确保在 C 点实现对二次谐波短路，长度为1/12 波长的开路枝节线 TL3确保在 B 点满足 3 次谐波短路；通过调节 TL1与 TL2将谐波阻抗控制到负载牵引所得到的最佳阻抗点；在后续的设计中，不再对功率放大器基波做阻抗匹配。谐波控制网络旁路电容TL1TL2TL4(0/4 at f0)TL3(0/4 at 3f0)与晶体管漏级连接与基波匹配连接FL1FL2ZLopt0 at f0at 2f0,3f0VDSBC图2谐波控制网络通过谐波平衡仿真来获得在最佳阻抗条件下功率放大器的输出特性。理想情况下功率放大器在输入功率 Pavs为 28dBm 时，最大功率附加效率（poweraddedefficienc，PAE）为 84.57%，输出功率Pout为 41.03dBm，对应增益 Gain 为 13dB，放大器输出特性如图 3 所示。10 12 14 16 18 20 22 24 26 28 30020406080100PavsPAEPout GainePA/%,Pout/dBm,Gain/dB图3功率放大器仿真结果54应用科技第50卷2高效功率振荡器的设计2.1反馈网络的合成功率振荡器的设计过程如图 4 所示，图 4(a)给出了高效谐波调谐功率放大器的原理图，功率放大器经过优化，使晶体管工作在高效率模式下。RLZLopt at f0VinIinVoutIoutZsopt at f0旁路电容旁路电容输入匹配Pavs输出匹配R0(a)谐波调谐功率放大器原理(b)反馈网络的设计(偏置网络与 SIR 已移除)IinVoutIoutG1jB1谐波控制反馈网络负载网络嵌入网络at f0at f0VGSVDS谐波控制网络ABA VinBjB2jB3网络 at 2f0,3f0 3f0at 2f0,图4谐波调谐振荡器的设计过程同时，晶体管可以在特定平面上保持与优化后的功率放大器6相同的电压和电流(Vin、Vout和Iin、Iout)，这些电压和电流是通过图 4(a)中放大器输入功率为 28dBm 时的谐波平衡仿真得到。然后利用仿真得到的数据合成反馈网络与负载网络(图 4(b)，表 1 给出了在节点 A 和 B 处的基波与谐波电压电流。表1优化的基波和谐波电压电流频率Vin/VIin/AVout/VIout/Af03.62ej49.40.681ej151.719ej16.91.15ej20.32f00.02ej133.40.0004ej133.40.18ej770.004ej773f00.47ej93.80.009ej93.80.01ej1270.0002ej127通过表 1 中的数据合成嵌入网络，嵌入网络可使用 型或者 T 型网络代替，在本文中使用 型网络，如图 4(b)所示，它由 3 个无功元件(jB1、jB2、jB3)和 1 个代表负载的电阻元件（G1）组成。对于该网络，其中各元素值与终端电压电流关系可由双端口 Y 参数矩阵给出：IinIout=j(B2+B3)jB2jB2G1+j(B1+B2)VinVout因此，根据终端电压和电流计算 4 个元素的值如下:B2B3=ImVoutImVinImVinReVinReVoutReVin1ReIinImIinG1B1=ReVoutImVoutImVoutReVout1ReIin+Iout+B3ImVinImIin+IoutB3ReVin计算得到的各元素值分为 B1=0.0114，B2=0.0083，B3=0.1931，G1=0.0589。对应的电路元件值为 L1=5.77nH，C2=0.54pF，C3=12.5pF，R1=1/G1=16.7。为了减少集总元件的使用，L1使用 1/8 波长终端短路枝节代替。由于谐波控制网络的存在，负载网络与反馈网络的设计不受谐波影响，可单独设计。表 2 给出了原理图仿真中功率放大器与功率振荡器输出特性对比。从表 2 中可看出，采用该方法设计振荡器，反馈网络的加入并没有降低晶体管的转换效率，只是输出功率降低了 0.2dB；而使用传统方法，需要从振荡器经过数级放大，最后推动功率放大器。该过程将带来 8%以上的效率损耗8。表2原理图仿真输出特性对比电路转换效率/%输出功率/dBm工作频率/GHz振荡+功放72.5741.032.45功率振荡器84.5840.832.452.2选频网络的设计为了提升振荡器的相位噪声特性与频率稳定度，需要在反馈回路中设计选频网络。由于所设计的振荡器带宽较窄，同时避免选频网络对所设计的负载网络与反馈网络的影响，选频网络的设计采用阶梯阻抗谐振器，该谐振器在基频下的带通特性与 LC 串联谐振器的带通性能相同，同时也能抑制谐波，其结构如图 5 所示。其中 2 种微带线阻抗 Z01与 Z02分别设置为 50 和 75，其高阻抗比可降低谐振器尺寸15，采用平行线耦合方式将谐振器耦合到电路。第4期曹宇，等：一种 S 波段高效谐波调谐功率振荡器设计5534.292.531.40.1单位:mmZ01Z01Z02图5阶梯阻抗谐振器该阶梯阻抗谐振器仿真结果如图 6 所示，由于谐振器具有周期性频率响应，需要调节高阻抗线长度使高频谐振频率偏移谐波从而起到抑制谐波的作用。在环路中通过添加特征阻抗为 50、电长度为 0.5 的微带线来补偿阶梯阻抗谐振器在环路中的非零相位延迟，以便振荡器能在 2.45GHz振荡。最后将合成的负载网络 R1=16.7 匹配至50 以完成振荡器设计。01234567891050403020100幅度/dB频率/GHz(a)幅值012345678910频率/GHz(b)相位|S11|S21|S11|S21|2001000100200相位/()图6谐振器 S 参数仿真结果2.3振荡器的完整电路振荡器完整原理图如图 7 所示，其中谐波控制网络能确保 2 次谐波与 3 次谐波均维持在高效率区16，在偏置电路中添加电阻器 R0用来抑制寄生振荡。图 8 给出了振荡器设计过程中晶体管输出阻抗与谐波阻抗在史密斯圆图中的位置。在工作频率 2.45GHz 时，晶体管漏极电压电流瞬态波形如图 9 所示，由电压与电流交叠情况可知，晶体管工作在高效模式。C2C3输出选频网络反频网络TL1/L1移相器谐波控制网络调谐线负载网络隔直电容R0VGSVDSat 2f0,3f0A B 图7振荡器原理0.20.51.02.05.00.2j0.2j0.5j0.5j1.0j2.0j2.0j5.0j5.0j3f02f0负载牵引结果f0原理图仿真结果1.0j联合仿真结果图8晶体管漏极阻抗分布024680102030405060708090电压电流时间/ns漏极电压/V0.200.20.40.60.81.01.21.41.6漏极电流/A图9漏极电压、电流波形3振荡器的实际测试分析为了验证所提出的设计方法，本文设计并制作了 1 个工作在 2.45GHz 的功率振荡器，介质基板采用 F4B，厚度为 1mm，介电常数为 2.65。振荡器实物如图 10 所示，电路板整体尺寸为 100mm75mm。在基板底部连接铝板以散热。56应用科技第50卷图10振荡器实物测量的输出功率、转化效率和振荡频率如图 11 所示。由于器件模型误差使得仿真结果与实际测量结果存在一定的偏差，在测量过程中对电容 C2和 C3进行了微调。3.8 3.6 3.4 3.2 3.0 2.8 2.6 2.420406080dPoutfoscdPoutfosc2.442.462.482.50振荡频率/GHz振荡频率/GHz2224262830320204060802.422.442.462.482.50d/%,Pout/dBmVGS/V(a)VDS=30 VVDS/V(b)VGS=3 Vd/%,Pout/dBm图11测试的效率、输出功率和振荡频率当偏置电压 VDS=30V、VGS=3V 时获得最大转换效率，对应的振荡频率为 2.445GHz，输出功率为 41.7dBm，转 换 效 率 为 79.9%；当 VDS设 置 为2232V 时，振荡器转换效率超过 72%，对应输出功率为 38.3742.15dBm；当设置偏置电压 VDS=28V、VGS=2.8V 时，实测振荡器振荡频率为 2.443GHz，输出功率 41.12dBm，转化效率为 77.7%，与联合仿真结果中输出功率 40.8dBm、对应转换效率80.6%非常接近。振荡器输出频谱如图 12 所示，其中 2 次谐波与 3 次谐波分别低于基频 51dB 和 64.7dB，表明所设计的振荡器谐波抑制性能良好。测试结果表明，相 位 噪 声 在 偏 移 载 波 1MHz 处 低 于 136dBc/Hz。0246840200204060输出频谱/dBm频率/GHz图12振荡器输出频谱图表 3 给出了本文的测量结果与部分文献的高效率振荡器性能对比。由表 3 可知，本文所设计的振荡器在输出功率、转化效率方面具有杰出的性能，在无线能量传输应用方面具有广阔的应用前景。表3振荡器性能对比文献振荡频率/频率/GHz输出功率/dBm转换效率/%采用技术5524.859E类60.4148.369E类71.623.967F类80.98138.173谐波调谐92.4436.975.9谐波调谐112.4546.858谐波调谐本文2.44541.779.9谐波调谐4结论本文设计了一款用于微波无线能量传输的高效功率振荡器，实测与仿真结果吻合。主要结论如下：1）与振荡器的传统设计方法相比，反馈网络与负载网络通过公式合成，避免了通过调节耦合电容来设计振荡器，提高了设计精度。2）在输出端通过谐波控制网络抑制谐波以提升晶体管转换效率，同时消除了在合成反馈网络与负载时谐波的影响，使得合成的反馈网络与负载网络可独立设计。3）在反馈回路中添加了阶梯阻抗谐振器进行环路选频，相比较于无选频网络的振荡器，相位噪声得到较大的改善。参考文献：何志强,刘长军.一种 S 波段逆 F 类滤波功率放大器设1第4期曹宇，等：一种 S 波段高效谐波调谐功率振荡器设计57计 J.应用科技,2022,49(4):3237.申洋,瞿强,刘长军.一种用于 S 波段倍频注入锁定的三端口波导器件设计 J.应用科技,2022,49(3):5558.2MCSPADDEN J O,MANKINS J C.Space solar powerprograms and microwave wireless power transmissiontechnologyJ.IEEE microwave magazine,2002,3(4):4657.3LU Ping,HUANG Kama,YANG Yang,et al.Spacematching for highly efficient microwave wireless powertransmissionsystems:theory,prototype,andexperimentsJ.IEEE transactions on microwave 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