一种W频段宽带多模卡塞格伦天线设计.pdf

祁维昊，高彦昌，姚凤薇，等.一种 W 频段宽带多模卡塞格伦天线设计J.电波科学学报，2023，38（3）：520-527.DOI:10.12265/j.cjors.2022143QI W H,GAO Y C,YAO F W,et al.Design of a W-band broadband multi-mode Cassegrain antennaJ.Chinese journal of radio science，2023，38（3）：520-527.（in Chinese）.DOI:10.12265/j.cjors.2022143一种 W 频段宽带多模卡塞格伦天线设计祁维昊1高彦昌1姚凤薇2*梁仙灵1*（1.上海交通大学,上海 200240；2.上海电子信息职业技术学院,上海 200240）l=0,1,+2摘要 介绍了一种 W 频段宽带多模涡旋电磁波卡塞格伦天线设计.采用双极化开口方波导单元构建圆形波导阵列，结合多模馈电波导网络，实现了波束的涡旋模态（）与极化（X 极化，Y 极化）独立复用；并以此作为卡塞格伦反射面天线馈源，实现了多模式、宽频带、高增益多波束的兼顾设计.仿真结果表明，该卡塞格伦天线能够提供 8 个模式波束，10 dB 阻抗带宽超过 24.4%，覆盖频率范围 7292 GHz，各模式波束增益均超过 46.1 dBi.该设计可用于百米量级距离的涡旋电磁波对传，为高速复用传输系统终端设计提供了一种新的解决思路.关键词涡旋电磁波；卡塞格伦天线；圆形阵列；双极化；W 频段中图分类号TN823+.28文献标志码A文章编号1005-0388（2023）03-0520-08DOI 10.12265/j.cjors.2022143Design of a W-band broadband multi-mode Cassegrain antennaQI Weihao1GAO Yanchang1YAO Fengwei2*LIANG Xianling1*（1.Shanghai Jiaotong University,Shanghai 200240,China；2.Shanghai Dianji University,Shanghai 717071,China）l=0,1,+2AbstractThis paper introduces the design of a W-band broadband multi-mode vortex electromagnetic waveCassegrain antenna.A circular waveguide array is constructed with a dual-polarized open square waveguide as anelement.Combined with a multi-mode feed waveguide network,the vortex wave mode()is independentlymultiplexed with the polarization(X-polarization,Y-polarization),and used as the feed of the Cassegrain reflectorantenna,realizing consideration design of multi-mode,wide bandwidth,high-gain beam.The simulation results showthat the Cassegrain antenna can provide beams of 8 modes,the 10 dB impendence bandwidth exceeds 24.4%,coveringa frequency range of 7292 GHz,and the gain of each mode exceeds 46.1 dBi.The design can be used for vortexelectromagnetic wave transmission in the distance of hundreds of meters,which provides a new solution for theterminal design of high-speed multiplexing transmission system.Keywordsvortex electromagnetic wave；Cassegrain antenna；circular array；dual polarization；W-band 引言无线通信正面临时、空、码域等资源的耗尽与未来爆炸式通信容量增长需求之间的矛盾.涡旋电磁波以其独特的相位涡旋分布特点，作为一种新的复用传输自由度提高通信容量，给无线通信寻求容量突破打开了新的一扇窗1.作为产生涡旋电磁波的关键器件涡旋电磁波天线，与传统平面电磁波天线相比，其设计面临更大挑战，除兼顾天线的宽频带、高增益、多极化等性能之外，还要兼顾天线的空间涡旋相位特性.eil当前产生涡旋波的方法大致可分为 3 类：第一类是平面电磁波转化技术，平面电磁波通过螺旋相位板2、修正反射面3和可调相超表面4-6等直接转化为具有涡旋相位波前的涡旋电磁波，但这种方式存在转化模态数目少，不易实现多模态、多极化复 收稿日期：2022-06-24资助项目：国家自然科学基金(62271313)通信作者：姚凤薇 E-mail:；梁仙灵 E-mail: 第 38 卷第 3 期电波科学学报Vol.38，No.32023 年 6 月CHINESE JOURNAL OF RADIO SCIENCEJune，2023 Imejll88用的缺点.第二类是基于单元本征模技术，通过激励环形波导谐振腔或环形微带贴片的 TM(l+1)模或TE(l+1)模，产生对应的l 阶涡旋波束7-9，文献 7 通过环形波导谐振腔窄边开缝在 TE(l+1)模式下形成的等效环形磁流，辐射阶的涡旋电磁波；也可利用多环嵌套产生多种模态的涡旋波束，如文献8 将环形波导谐振腔替换为有相同场模式的环形微带短路贴片，减小了环半径，实现了多环结构嵌套，同时辐射1、2、3、4 阶的涡旋电磁波.但这种因高次模谐振式辐射，无论环形波导腔体涡旋电磁波天线还是环形微带贴片涡旋电磁波天线，其工作带宽均非常窄.上述两种天线的阻抗带宽仅为 1.3%左右，且均无法实现极化与模态的独立复用.第三类是基于圆形阵列技术，圆阵中每个单元按照确定模态的相位进行激励，即可实现涡旋电磁波辐射.如文献10 采用四环同心微带圆形阵列，通过延时线与功分器级联组成的馈电网络给予单元所需模态的相位激励，产生 0、1、2、3 阶的平面/涡旋波束，后 3 个模态的波束发散角均为 18，增益约为 10.5 dBi.文献11 利用 Butler 矩阵网络馈电圆形微带阵列，产生+1、+2、+3、+4 阶 4 个模态的涡旋波束，其发散角为 1015，增益约为 12 dBi.文献 12 设计了一种双极化微带贴片圆形阵列，采用较为简单的馈电网络和单环微带天线产生了相互正交的 4 种模式(水平极化1 阶，垂直极化1 阶)涡旋波，各模式发散角约为 26，增益为 9.5 dBi.上述涡旋波圆形阵列天线受馈电网络复杂度、波束旁瓣等限制，产生的涡旋波束增益普遍低、发散角大，限制了通信距离.综上，如何设计能够实现宽带、多模、高增益的涡旋电磁波天线仍是一个挑战，这是通信容量的关键因素.本文以 W 频段双极化开口方波导为单元，结合多模馈电波导网络设计多模宽带圆形波导阵列天线，并以此作为卡塞格伦反射面天线馈源，产生 8 种模式的平面/涡旋波束，实现宽频带、多模式和高增益波束的兼顾设计.1 多模卡塞格伦反射面天线设计W 频段宽带多模卡塞格伦反射面天线架构如图 1所示，由一对主副反射面和一个多模馈源组成.其中，主反射面采用抛物面结构，抛物面直径为 D1、焦距为 f1；副反射面采用双曲面结构，双曲面直径为D2、焦距为 2c、实轴长 2a、虚轴长 2b.反射面结构参数值如表 1 所示.主反射面的曲线方程为x2+y2=4f1z，x2+y2(0,D12);（1）zD1D2caOOxx f1双曲副反射面抛物面主反射面焦点多模馈源阵列多模馈源馈电网络图 1 多模卡塞格伦反射面天线架构图Fig.1 Architecture of multi-mode Cassegrain reflectorantenna 表 1 反射面结构参数值 Tab.1 Values of reflector parametersmm D1f1D2abc1 000314.3100413.814.36 副反射面的曲线方程为x2a2+y2b2=(z f1+c)2c2，x2+y2(0,D22).（2）为确保各模式波束经二次反射后的相位波前不变，选择副反射面的上焦点与主反射面焦点重合，副反射面的下焦点与馈源相位中心重合.1.1 馈源阵列单元结构馈源阵列单元选用开口方波导形式，如图 2 所示.方波导边长为 W1、高度为 H1，通过波导底部两侧一对正交的 WR-10 矩形波导进行馈电；同时波导底部腔体正中引入一个“凸”型匹配块13，其参数为W2、H2、H3、D3，单元结构参数值如表 2 所示.该双极化单元的工作机理为：利用一对正交带有 90弯折的WR-10 波导在方波导内激励起 TE10z模和 TE01z模的场，通过开口波导实现双极化平面波辐射.W1W2Y 极化端口X 极化端口H1H3H2xzyD3图 2 双极化单元结构Fig.2 Structure of dual-polarized element 第 3 期祁维昊，等：一种 W 频段宽带多模卡塞格伦天线设计521 表 2 双极化单元结构参数值 Tab.2 Values of dual-polarized elementparametersmm W1H1W2H2D3H32.808.001.500.650.500.70 1.2 多模馈源阵列天线基于开口方波导单元设计多模圆形波导阵列馈源，结果如图 3 所示.该阵列可同时产生 8 个模式波束.其中，圆形阵列的中心单元#1 产生一对 X 极化、Y 极化的 0 阶平面波束；中心单元 4 个角对称排布4 个单元#2#5，构建第一环阵列，圆环半径为 R1，产生1 阶 X 极化、Y 极化的涡旋波束；再往外排布8 个单元#6#13，构建第二环阵列，圆环半径为 R2，各单元的方位角 1、2、3、4、5、6、7、8分别为 22.5、67.5、112.5、157.5、202.5、247.5、292.5、337.5，用于产生+2 阶 X 极化、Y 极化的涡旋波束.双极化天线单元等效模型Y 极化馈电端口yxX 极化馈电端口1 阶 Y 极化馈电网络1阶X极化馈电网络2阶Y极化馈电网络0阶X极化馈电网络0 阶 Y 极化馈电网络21876543R2R1#8#7#2#6#5#1#4#10#9#3#11#12#13+2 阶 X 极化馈电网络图 3 多模馈源阵列架构Fig.3 Architecture of multi-mode feed array 1.3 多模馈源网络根据离散源分布产生涡旋电磁波束的条件，环形阵列的激励相位取决于产生的涡旋模态阶数14.多模馈源中第一环阵列产生1 阶涡旋波束，其中+1 阶涡旋波束所需单元#2#5 的激励相位呈逆时针递增，即(0，90，180，270)；1 阶涡旋波束所需单元#2#5 的激励相位呈逆时针递减，即(270，180，90，0)，如图 4 所示.通过两个交叉连接的 3dB 波导电桥，在输出的四端口形成逆时针递增或递减的相位梯度，即可产生1 阶 X、Y 极化涡旋波束.第 二 环 阵 列 产 生+2 阶 涡 旋 波 束，单 元#6#13 的激励相位为(0，90，180，270，360，450，540，630).考虑相位周期性与镜像单元的反相特性，激励相位可以简化为(0，90，180，270，180，270，0，90).选用功率分配网络和延时线设计各单元所需的激励相位，图 5 给出+2 阶 X、Y 极化馈电网络结构.#3yx0180#200#4#5oR11801800180(a)第一环阵列布局及相位特性(a)Layout and phase characteristics of the first annular feed array(b)1 阶双极化馈电相位分布(b)1-mode dual-polarized feed phase distribution(c)1阶馈电网络结构(c)1-mode feed network structure单元摆放相位馈电网络相位模态相位Y 极化+1 模态Y 极化1 模态X 极化1 模态X 极化+1 模态波导 3 dB 正交电桥一分二功分器00180180001801801800180018001800900090090900900090090900900180270090270180270018090180902700图 4 第一环馈源阵列及其馈电网络Fig.4 The first annular feed array and its feed network 如图 6 所示，多模馈源阵列整体结构呈锤头型，采用分层设计，下端馈电网络与上端单元通过 WR-10 波导传输线相连.由下至上 0 阶 X、Y 极化馈电网络位于底层，当该层两个正交端口馈电时，中心单元辐射 X、Y 极化平面电磁波.1 阶 X 极化和 Y 极化 522电波科学学报第 38 卷馈电网络分别位于第二和第三层，当该两层的 4 个端口馈电时，第一环阵列辐射1 阶 X、Y 极化涡旋电磁波.+2 阶 X 极化和 Y 极化馈电网络分别位于第四和第五层，当该两层的两个端口馈电时，第二环阵列辐射+2 阶 X、Y 极化涡旋电磁波.加载主、副反射面后，锤头型后端馈电网络位于主反射面后，锤柄型前端阵列位于主反射面前，垂直于副反射面虚轴，如图 1所示.2 仿真结果与分析 2.1 中心单元馈源仿真表 2 给出的单元优化参数值对应的仿真阻抗带宽和两极化端口隔离度如图 7 所示.可以看出，10dB 阻抗带宽覆盖频率范围为 67.595 GHz，相对带宽约为 34%.两极化端口隔离度大于 15 dB，表明单元在 W 频段具有较好的阻抗带宽和端口隔离度.图 8给出了单元在 75 GHz、90 GHz 频点下的近场相位图，相位由中心向外围均匀变化，呈现均匀平面电波特 征(0 阶).图 9 分 别 给 出 72 GHz、82 GHz、92GHz 频点下单元 E 面与 H 面主极化与交叉极化的远场辐射方向图，E 面半功率波瓣宽度分别为 72.9、61.6、50.5，H 面半功率波瓣宽度分别为 73.9、60.1、74.4，相应增益分别为 8.01 dBi、9 dBi、8.81 dBi，表明该单元具有稳定的增益和波束宽度.700S11/S22S1251015202530S 参数/dB7580频率/GHz859095图 7 单元端口反射系数与隔离度Fig.7 Reflection coefficient and isolation of element 75 GHzX 极化Y 极化90 GHz0360图 8 单元近场相位图Fig.8 Near-field phase distribution of element#8#9#6#7yx018001800000#10#12oR2180180#111801800180#130180(a)第二环阵列布局及相位特性(a)Layout and phase characteristics of the second annular feed array(b)+2 阶馈电网络结构(b)+2-mode feed network structure一分二功分器0 延时线90 延时线180 延时线270 延时线图 5 第二环馈源阵列及其馈电网络Fig.5 The second annular feed array and its feed network 多模馈源阵列WR-10 波导传输线馈电网络zxy+2 阶 X 极化馈网+2 阶 Y 极化馈网1 阶 X 极化馈网1 阶 Y 极化馈网0 阶双极化馈网图 6 多模馈源结构Fig.6 Structure of multi-mode feed 第 3 期祁维昊，等：一种 W 频段宽带多模卡塞格伦天线设计523 (a)72 GHz30033030010010203020100增益/dBi10270240210180H 面主极化H 面交叉极化E 面主极化E 面交叉极化1501209060(b)82 GHz3003303001020302010增益/dBi270240210180H 面主极化H 面交叉极化E 面主极化E 面交叉极化1501209060(c)92 GHz3003303001020302010增益/dBi270240210180H 面主极化H 面交叉极化E 面主极化E 面交叉极化1501209060(a)72 GHz3003303001020302010增益/dBi270240210180H 面主极化H 面交叉极化E 面主极化E 面交叉极化1501209060(b)82 GHz30033030010010203020100增益/dBi10270240210180H 面主极化H 面交叉极化E 面主极化E 面交叉极化1501209060(c)92 GHz3003303001020302010增益/dBi270240210180H 面主极化H 面交叉极化E 面主极化E 面交叉极化1501209060(a)72 GHz3003303001020302010增益/dBi270240210180H 面主极化H 面交叉极化E 面主极化E 面交叉极化1501209060(b)82 GHz3003303001020302010增益/dBi270240210180H 面主极化H 面交叉极化E 面主极化E 面交叉极化1501209060(c)92 GHz30033030010010203020100增益/dBi10270240210180H 面主极化H 面交叉极化E 面主极化E 面交叉极化1501209060图 9 单元辐射方向图Fig.9 Radiation patterns of element 2.2 第一、二环馈源阵列仿真图 10 给出1 阶，+2 阶端口 S 参数随频率变化曲线.7292 GHz 频段内 3 种模态的阻抗带宽均小于10 dB，相对带宽为 24.4%.由于第一、二环阵后端是功分器、电桥级联的馈电网络且电长度较长，导致1 阶、+2 阶端口反射系数曲线引入较多谐振点，但总体上该馈源阵列呈现良好的宽频带特性.图 11给出了 0 阶平面波束、1 阶涡旋波束、+2 阶涡旋波束的端口隔离度随频率变化曲线，各个模态间的端口隔离度均大于 26 dB.0510152025303540S 参数/dB7580频率/GHz+1 阶端口1 阶端口+2 阶端口8590图 10 1 阶和+2 阶端口反射系数Fig.10 Reflection coefficients of 1-mode and+2-mode 01020305040端口隔离度/dB7580频率/GHz0 阶端口与 1 阶端口1 阶端口与+2 阶端口0 阶端口与+2 阶端口8590图 11 不同模态端口隔离度Fig.11 Isolation between various modes 图 12 为馈源阵列在 82 GHz 频点处的 X 极化和Y 极化的电场相位分布，两个极化均清晰呈现出1 阶和+2 阶的涡旋相位分布特征.相应频点的远场辐射方向图如图 13 所示，在轴向呈现明显涡旋凹陷特征.由于第二环馈源阵列径向单元间距大于一倍波长，且单元数较少，出现栅瓣，导致圆环阵列技术产生的涡旋波束增益普遍低，且发散角大.0360(a)+1 阶(a)+1-modeX 极化Y 极化0360(b)1 阶(b)1-mode0360(c)+2 阶(c)+2-mode0360(a)+1 阶(a)+1-modeX 极化Y 极化0360(b)1 阶(b)1-mode0360(c)+2 阶(c)+2-mode 524电波科学学报第 38 卷0360(a)+1 阶(a)+1-modeX 极化Y 极化0360(b)1 阶(b)1-mode0360(c)+2 阶(c)+2-mode图 12 馈源阵列各模式电场相位分布Fig.12 Phase distribution of the feed array at each mode (a)+1 阶(a)+1-mode300330300270240210180150120906010010203020100增益/dBi1010010203020100增益/dBi1010010203020100增益/dBi10(b)1 阶(b)1-mode3003303002702402101801501209060(c)+2 阶(c)+2-mode3003303002702402101801501209060主极化交叉极化主极化交叉极化主极化交叉极化图 13 馈源阵列各模式远场方向图Fig.13 Far-field radiation pattern of the feed array at eachmode 2.3 多模卡塞格伦天线仿真m为解决圆环阵列技术产生的涡旋波束增益普遍低且发散角大的问题，将圆形波导阵列作为卡塞格伦馈源用于缩减波束发散角.根据前期研究15，涡旋波束发散角由含第一类贝塞尔函数导数的方程所决定，有J|l|(kRsin m)=0.（3）lkR式中：为涡旋波模态阶数；为波数；为涡旋辐射源等效半径.m0.5B0.5B/2 m涡旋波为傍轴对称的环状波束，在低发散角、低旁瓣的条件下，其方向性系数 D 与发散角、半功率波瓣宽度(90)之间的关系可以近似表示为D 4w20dwm+0.5B2m0.5B2sin d=2cos(m0.5B2)cos(m+0.5B2).（4）sin mR 与成反比，R 越大，波束发散角越小，方向性系数越大.馈源阵列内环阵列半径 R1和外环阵列半径R2分别约为 1.1 和 2.2(为中心频率对应的波长).馈源波束经过两次反射后，在主反射面上的等效惠更斯源半径相当于经过两次放大.双反射面结构的优势在于可灵活调节两反射面的曲率与焦径比，改变波束照射范围，从而调控波束的发散角.按照图 1 中的天线架构将馈源与卡式反射面结合得到了如图 14 所示的天线整体结构.图 14 卡式天线模型结构图Fig.14 Structure of Cassegrain antenna 图 15 与图 16 分别为中心频点各个模态的电场相位分布与远场辐射方向图.可以看出，0 阶(平面波)波束呈现了良好的笔形波束，1 阶和+2 阶模态波束的发散角均小于 1，并且保持良好的涡旋相位波前特征.表 3 综合比较了已有文献涡旋电磁波天线性能，可以看出，本文天线实现了涡旋波与极化的同时复用，且有更宽阻抗带宽和更小波束发散角，天线增益得到了有效提升.在涡旋波“点对点”链路应用场第 3 期祁维昊，等：一种 W 频段宽带多模卡塞格伦天线设计525 2D21/景中，高增益涡旋波天线可以有效延拓通信距离16，宽带多模性质可以增大信道容量.因此本文天线可以实现在远场条件距离(=546.4 m)附近的高速“点对点”数据传输.0360(a)0 阶(a)0-mode0360(b)+2 阶(b)+2-mode0360(c)+1 阶(c)+1-mode0360(d)1 阶(d)1-mode图 15 多模卡塞格伦反射面天线各模态电场相位分布Fig.15 Electric field phase distribution of the multi-modeCassegrain reflector antenna 6040205 402040603 2 1 0123455 4 3 2 11355 4 3 2 11355 4 3 2 11350增益/dBi增益/dBi204060俯仰角/()俯仰角/()增益/dBi俯仰角/()增益/dBi俯仰角/()增益/dBi俯仰角/()主极化交叉极化9080706050403020100102030405060709080(a)0 阶(a)0-mode增益/dBi2040俯仰角/()主极化交叉极化908070605040302010103050709080(b)+1 阶(b)+1-mode增益/dBi2040俯仰角/()主极化交叉极化908070605040302010103050709080(c)1 阶(c)1-mode增益/dBi2040俯仰角/()主极化交叉极化908070605040302010103050709080(d)+2 阶(d)+2-mode5 4 3 2 11355 4 3 2 1 0123455 4 3 2 11355 4 3 2 1135增益/dBi增益/dBi204060俯仰角/()俯仰角/()增益/dBi俯仰角/()增益/dBi俯仰角/()增益/dBi俯仰角/()主极化交叉极化908070605040302010103050709080(a)0 阶(a)0-mode4020020400增益/dBi2040俯仰角/()主极化交叉极化9080706050403020100102030405060709080(b)+1 阶(b)+1-mode增益/dBi2040俯仰角/()主极化交叉极化908070605040302010103050709080(c)1 阶(c)1-mode增益/dBi2040俯仰角/()主极化交叉极化908070605040302010103050709080(d)+2 阶(d)+2-mode5 4 3 2 11355 4 3 2 11355 4 3 2 1 0123455 4 3 2 1135增益/dBi增益/dBi204060俯仰角/()俯仰角/()增益/dBi俯仰角/()增益/dBi俯仰角/()增益/dBi俯仰角/()主极化交叉极化908070605040302010103050709080(a)0 阶(a)0-mode增益/dBi2040俯仰角/()主极化交叉极化908070605040302010103050709080(b)+1 阶(b)+1-mode4020020400增益/dBi2040俯仰角/()主极化交叉极化9080706050403020100102030405060709080(c)1 阶(c)1-mode增益/dBi2040俯仰角/()主极化交叉极化908070605040302010103050709080(d)+2 阶(d)+2-mode5 4 3 2 11355 4 3 2 11355 4 3 2 11355 4 3 2 1 012345增益/dBi增益/dBi204060俯仰角/()俯仰角/()增益/dBi俯仰角/()增益/dBi俯仰角/()增益/dBi俯仰角/()主极化交叉极化908070605040302010103050709080(a)0 阶(a)0-mode增益/dBi2040俯仰角/()主极化交叉极化908070605040302010103050709080(b)+1 阶(b)+1-mode增益/dBi2040俯仰角/()主极化交叉极化908070605040302010103050709080(c)1 阶(c)1-mode4020020400增益/dBi2040俯仰角/()主极化交叉极化9080706050403020100102030405060709080(d)+2 阶(d)+2-mode图 16 多模卡塞格伦反射面天线各模态远场方向图Fig.16 The far-field radiation patterns of the multi-modeCassegrain reflector antenna 3 结论本文介绍了一种 W 频段宽带多模卡塞格伦反射面天线的设计，通过双极化开口方波导构建圆形涡旋多模波导阵列天线，实现了圆形波导阵列天线极化与涡旋波模态复用设计，以此作为卡塞格伦反射 表 3 与已发表文献中涡旋波天线的性能比较Tab.3 Performance compassion with related antennas in published literatures文献天线形式中心频率/GHz 相对带宽/%增益/dBi0.5B半功率波瓣宽度/()天线极化模态阶数模式数目 极化复用2喇叭天线+介质透镜603.412.514.5单线l=12否3喇叭天线+修正反射面1833.322.14.6单线l=+11否4喇叭天线+1 bit反射型超表面12.5-27/19.63/5.8单线l=0/+12否7环形谐振腔天线101.121.0/21.93.3/4.5双圆l=2/34否8环形短路贴片天线101.44.8/4.1/5.1/5.336/38/30/25双圆l=1/2/3/48否10四环微带天线圆阵5.81910.5/8/8/840/22/23/22单线l=0/1/2/34否11双环微带天线圆阵202412/11.8/10.5/1015/15/18/20单线l=+1/+2/+3/+44否12单环双极化微带天线圆阵5.599.526双线l=14是本文卡塞格伦天线8224.455.1/48.3/46.10.1/0.16/0.24双线l=0/1/+28是 526电波科学学报第 38 卷面天线的馈源.仿真结果表明，该卡塞格伦天线能够提供 8 个模式的波束，10 dB 阻抗带宽超过 24.4%，覆盖频率为 7292 GHz，各模式天线增益均超过46.1 dBi，该天线可用于短距离无线通信高速复用传输系统终端.参考文献 TAMBURINI F,MARI E,SPONSELLI A,et al.Encodingmany channels in the same frequency through radio vorti-city:first experimental testJ.New journal of physics，2012，14（11）：78001-78004.1 HUI X N,ZHENG S L,HU Y P,et al.Ultralow reflectiv-ity spiral phase plate for generation of millimeter-waveOAM beamJ.IEEE antennas and wireless propagationletters，2015，14：966-969.2 BYUN W J,LEE Y S,KIM B 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