电流自均衡的低纹波高增益双向直流变换器_王克英.pdf

第 51 卷 第 6 期2023 年 6 月Vol.51 No.6June 2023华 南 理 工 大 学 学 报（自 然 科 学 版）Journal of South China University of Technology（Natural Science Edition）电流自均衡的低纹波高增益双向直流变换器王克英 黄毅 王子豪 余涛 吴毓峰 潘振宁（华南理工大学 电力学院，广东 广州 510640）摘要：双向直流变换器作为综合能源系统中储能模块的关键接口设备，需要具备低电流纹波、高电压增益和宽范围软开关的特性。常规双向直流变换器在低压储能侧使用交错技术实现对电池友好的低电流纹波特性，然而受限于实际的生产工艺，这类交错型双向直流变换器存在多相电流不均衡问题。本研究基于耦合电感提出了一种无需复杂控制算法的电流自均衡双向直流变换器。在综合能源储能场景中，该变换器不但具有电流自均衡特性，还具备低电流纹波、高电压增益和宽范围软开关的综合优势。首先，该变换器利用钳位电容的安秒平衡特性，在一个开关周期内强制保持了交错电流的均衡，从而在电路拓扑层面即可实现电流自动均衡的低电流纹波特性。其次，作为储能电感的耦合电感兼顾了变压器功能，通过电路多级增益结构配合，实现了高电压增益特性。最后，本变换器使用了电压匹配控制和移相控制策略，对电压增益和功率大小方向进行解耦控制，保证了不同工作状态下的软开关特性。本研究分析了该变换器的工作原理与电路特性，并以此为基础设计了一款低压侧工作电压30 V至40 V、高压侧工作电压400 V、双向功率1 kW的实验样机。该样机模拟了低压侧锂电池在不同工作电压、功率大小和方向下的运行特性，从而有效验证了该拓扑的可行性。关键词：双向DC-DC变换器；耦合电感；电流自均衡；软开关中图分类号：TM46文章编号：1000-565X（2023）06-0078-11随着全球能源危机的加剧，可再生能源的发展愈显重要，然而可再生能源具有输出功率不稳定的特点。综合能源系统作为一种先进的能量供应模式可以有效解决上述问题1-3。在直流综合能源系统典型拓扑中，储能电池通过双向 DC-DC 变换器（BDC）连接到高压直流母线，当可再生能源功率不足时需要BDC补充功率缺额，当可再生能源功率过剩时需要BDC吸收多余功率，因此储能单元中的BDC发挥着维持功率平衡的重要作用。然而在实际应用中，系统的锂电池储能输出电压一般为直流48 V或更低，远小于380 V或以上的高压直流母线电压4。另一方面，以锂电池为载体的储能通常要求低工作电流纹波，以提升工作寿命5。因此，作为储能电池和高压直流母线之间的连接设备，综合能源系统要求BDC具有高电压增益、低电流纹波和功率双向流动特性。针对高电压增益的需求，文献 6 提出一种级联型Boost变换器，其通过调整占空比可轻松实现高电压增益，然而该拓扑虽然结构简单但是主开关管依旧具有较大的电压应力。文献 7 采用了具有doi：10.12141/j.issn.1000-565X.220265收稿日期：20220510基金项目：国家自然科学基金委员会-国家电网公司智能电网联合基金资助项目（U2066212）；广东省基础与应用基础研究基金资助项目（2023A1515011598）；广州市基础研究计划基础与应用基础研究项目（SL2022A04J01135）Foundation items：Supported by the the Natural Science Foundation of China-Smart Grid Joint Fund of State Grid Corporation of China（U2066212）and the Guangdong Basic and Applied Basic Research Foundation（2023A1515011598）作者简介：王克英（1963-），男，博士，教授，主要从事电力系统监测与控制研究。E-mail：第 6 期王克英 等：电流自均衡的低纹波高增益双向直流变换器高电压增益的开关电容与开关电感技术，但这类BDC电流纹波大且负载调节有限，并不适用于储能系统。针对以上问题，文献 8 通过在开关电容低压侧串联滤波电感，可以有效抑制变换器的电流纹波，并保持高电压增益。在此基础上，有学者对耦合电感技术展开了进一步的探索，将耦合电感与滤波电感结合，并利用耦合电感漏感电流实现了宽输入电压范围内的全范围软开关9。耦合电感在该类BDC中同时作为低压滤波电感和变压器存在，可满足低电流纹波和高电压增益的需求。因此耦合电感型BDC在高增益双向直流变换器的研究中逐渐被重视10-12。为进一步降低储能电池电流纹波，文献 13 在低压侧采用了两相交错耦合电感结构，结合相应的调制策略，低压侧电流纹波被有效抑制，低压侧大电流应力也被缓解。然而受限于工艺技术，同一型号电力器件实际中也会存在工作参数不一致的问题，进而导致两相交错耦合电感的电流不均衡，而耦合电感中的不平衡电流会导致电感的磁芯饱和软开关丢失。因此，在变换器磁芯设计阶段需采用更佳的抗磁芯饱和设计，这会降低变换器的功率密度14。此外，也有学者通过在绕组中增加电流传感器并使用绕组电流改进变换器控制算法，有效避免了磁芯的饱和15-17。然而此类方法不但增加了变换器的成本而且增大了控制算法的复杂度。基于此，本研究提出一种电流自均衡的高电压增益低电流纹波宽范围软开关的双向直流变换器。本研究提出的变换器无需复杂的控制即可实现电流自动均衡。同时该变换器低压侧采用交错耦合电感降低电流纹波，交错耦合电感同时作为变压器接入到高压侧混合钳位电路中实现更佳的电压增益。该变换器采用电压匹配控制策略，这种控制策略实现了功率控制与电压控制的解耦，降低了变换器的循环电流，拓宽了低压侧电压的工作范围，并保证了宽输入电压范围内的软开关。1电路结构和工作原理1.1电路结构和工作原理电流自均衡双向直流变换器等效电路如图1所示。其中耦合电感L1由原边绕组Np1、副边绕组Ns1与励磁电感Lm1组成；耦合电感L2由原边绕组Np2、副边绕组Ns2与励磁电感Lm2组成，Lk为漏感。VH和VL分别代表高压直流母线侧电压和低压储能模块电压。CL1和CL2为低压侧钳位电容，CH1、CH2和CH3为高压侧钳位电容。S1-S4为低压侧开关管，Q1-Q4为高压侧开关管，D1和D2为高压侧钳位二极管。iL、iH、i1、i2、ip1、ip2、im1、im2和ileak分别为低压储能侧、高压母线侧、耦合电感L1、耦合电感L2、原边绕组Np1、原边绕组Np2、励磁电感Lm1、励磁电感Lm2和漏感Lk的电流。VC_L1、VC_L2、VC_H1、VC_H2和VC_H3分别代表CL1、CL2、CH1、CH2和CH3两端电压，电压正极方向由图1中电容旁正号表示。变换器可工作在升压和降压两种模式，在升压模式下，功率由低压侧传输至高压侧，在降压模式下，功率由高压侧传输至低压侧。为了便于分析，定义a、b两点间的电压为Vab，c、d两点间的电压为Vcd。变换器采用电压匹配加移相控制策略，共包含移相角和占空比D两个控制变量。电流自均衡变换器信号波形如图2所示。在图2（a）和（b）中，当Vab相位超前Vcd相位（0）时，变换器工作在升压模式下，且随着移相角的增大变换器由轻载工作状态逐渐过渡到额定工作状态，输出功率逐步增大。当Vab相位滞后 Vcd相位（0时具有正的传输功率，而在移相角P2VL-DTVL2Lm1nTVC_H3LkP2VL-DTVL2Lm2（14）在高压侧，由图3和模态分析过程可知，开关管Q1与开关管Q4可以实现ZCS。开关管Q2与开关管Q3的开关情况类似，且均由ileak提供反向电流。与此同时，为了保证Q2与Q3在轻载下的ZVS，漏感能量需要高于结电容中的能量：|12Lki2leak()t6 CQ2V2Q212Lki2leak()t14 CQ3V2Q3（15）其中，CQ2和CQ3分别为开关管Q2和Q3的结电容，VQ2和VQ3分别为开关管Q2和Q3漏源极间的电压。结合式（14）与式（15），可知耦合电感参数应该满足：|LmDTLkV2LPLk-2nTVC_H3VLLk2T22CQ2（16）上述推导说明，当励感Lm与漏感Lk在任意占空比D和移相角均满足式（16）时，电流自均衡直流变换器可实现软开关。因此通过耦合电感参数设计，电流自均衡直流变换器可实现低压电压与变换功率的宽范围软开关。2.4电流自均衡机理电流自均衡为本变换器的重要内容，其具体含义为耦合电感 L1与 L2的平均电流 i1_ave与 i2_ave相等。不同于其他使用附加电流传感器与反馈算法的电流均衡方案，本变换器利用低压侧钳位电容CL1和CL2的安秒平衡特性即可实现拓扑级电流自均衡。电流自均衡双向直流变换器的电流自均衡工作原理如图5所示。图5（a）和图5（b）分别为本变换器在t4t8和t12t16期间的工作情况，在此期间电流i1和降压模式额定状态升压模式额定状态降压模式轻载状态升压模式轻载状态D0.75VHVHVLiHPref0.650.55升压降压0.20-0.202 000-2 000-1 0001 0003 000-3 000P/W脉冲宽度调制发生单元PIPDD=1-（a）本变换器功率曲面（b）本变换器控制框图VH2nVLS2S1Q4Q3Q2Q1S3S4图4电流自均衡直流变换器功率传输曲面与控制框图Fig.4Power transfer surface and control diagram of current self-balancing DC-DC converter82第 6 期王克英 等：电流自均衡的低纹波高增益双向直流变换器i2分别对钳位电容CL1和CL2充放电。图5（c）示出了在一个开关周期t4t8和t12t16期间低压侧电流的关系。由于钳位电容CL1与CL2只在t4t8和t12t16期间被充放电，因此根据电容的安秒平衡特性，图中对应的i1与i2曲线积分为0：|t0t16iC_L1dt=t4t8i1dt=t4t8im1-ip1dt=0t0t16iC_L2dt=t12t16i2dt=t12t16im2+ip2dt=0（17）其中，iC_L1和iC_L2分别表示流过低压侧电容CL1和CL2的电流，电流参考方向根据其电压取关联参考方向。im1、im2与ip1、ip2在对应时间的积分应该相等，即图中对应im1和im2曲线的积分与图中对应ip1和ip2曲线的积分相等：|t4t8im1dt=t4t8ip1dtt12t16im2dt=-t12t16ip2dt（18）由于耦合电感副边绕组Ns1和Ns2与漏感Lk串联，因此有：ip1=nileakip2=nileak（19）在模态分析小节中，对高压侧漏感电流ileak已进行定量分析。由式（8）可知，漏感电流ileak具有对称性，则对应到原边绕组电流ip1和ip2中，其在对应时间的积分相等，即图中对应曲线的积分面积应该相等：t4t8ip1dt=-t12t16ip2dt（20）因此，结合图中与图中的关系，图中对应im1和im2曲线的积分相等。而由于im1和im2为三角波，其在图中对应的积分已经可以表示出im1与im2的均值，所以im1与im2的平均值相等：im1_ave=1()1-D Tt4t8im1dt=1()1-D Tt12t16im2dt=im2_ave（21）实际上，由于原边绕组电流 ip1和 ip2具有对称性，也即是周期积分为零，因此耦合电感L1电流均值i1_ave等于其励感电流平均值im1_ave：i1_ave=1Tt0t16i1dt=1Tt0t16(im1-ip1)dt=1Tt0t16im1dt-1Tt0t16ip1dt=im1_ave（22）结合式（21）Lm1与Lm2的电流平均值im1_ave与im2_ave相等，则可得证，耦合电感低压侧的平均电流相等：i1_ave=im1_ave=im2_ave=i2_ave（23）2.5低电流纹波特性对于使用耦合电感的BDC，低压侧电流纹波主要来源于两方面，一方面是低压侧耦合电感的励感Lm1和Lm2周期性充放电而引入的纹波电流im，另一方面是耦合电感的绕组Np1和Np2与高压侧电路交换能量而引入的绕组电流ip。电流自均衡双向直流变换器的低电流纹波特性如图6所示。图6（a）示出了本变换器低压侧拓扑电路，由于耦合电感绕组电流ip1与ip2相等，两绕组电流ip1与ip2相互抵消，不参与低压侧电流纹波的产生。图6（b）示出了本变换器低压侧两对开关管GS1-GS2与GS3-GS4的交错开关过程，低压侧耦合电感的励感电流im1与im2纹波相互交错抵消，从而实现了低压侧的低电流纹波特性。对于无交错技术的BDC，其纹波电流即是励感纹波电流im。在t0t12内，励感电流im线性增大可以计算得到其纹波电流大小：tttt或tS2S1S4Np1Np1GS1GS2GS3GS3GS4GS1-Np2Np2S3CL1CL2t0t4t8t12t16Lm2Lm2im2im2im2im1ip1ip2i1i2im1ip2im1ip2ip1ip1i1i1i2i2Lm1Lm1VLVL*（a）t4t8低压侧电路（b）t12t16低压侧电路（c）低压侧电流自均衡工作原理i1dt=0im1dtim2dtip1dtip1dt=-i2dt=0t8t16t12t4t8t16t12ip2dtt16t12ip2dtt16t12t4t8t4t8t4=图5电流自均衡双向直流变换器电流自均衡工作原理Fig.5Current self-balancing principle of current self-balancing bidirectional DC-DC converter83第 51 卷华 南 理 工 大 学 学 报（自 然 科 学 版）im=DTVLLm（24）对于使用交错技术的BDC，其电流纹波由两交错im产生。t8t12内，低压侧电流iL线性增大可以计算得到其纹波电流大小：iL=()2D-1 TVLLm（25）定义变换器纹波抑制系数K为iL与im之比，在本变换器的工作区间内可表示为K=iLim=2-1D（26）如图6（c）所示，本变换器的纹波抑制系数K，在工作区间内小于0.57，有良好的电流纹波抑制效果。3与现有BDC比较为了突出本变换器的优势，选取相近拓扑的直流变换器作为本研究的比较对象。表2示出了本变换器与文献 8、13 和 17 的参数比较情况。对本变换器的优势可以进行如下总结：1）本研究提出的变换器具有高电压增益优势：文献 17 虽然实现了电流的算法均衡，然而4个耦合电感只被用于均流，对提高电压增益方面没有发挥作用。相比文献 17，文献 8 使用了开关电容实现了2倍电压增益，然而为了弥补开关电容的大电流纹波，其需要低压侧串联335 H大电感抑制电流纹波，无法引入更多磁性原件提高电压增益。相比文献 8，本变换器通过引入低压侧钳位电容和交错耦合电感，在保持电流自均衡的条件下，将耦合电感作为变压器复用进一步实现了电压增益的n倍提高。2）本研究提出的变换器具有低电流纹波优势：文献 13 虽然与本变换器具有相似电压增益和拓扑结构，然而其低压侧却有12.60 A的电流纹波，该电流纹波将缩短锂电池模组的工作寿命。本变换器将变压器与电感复用为交错耦合电感结构，即省去变压器而增大耦合电感，因此其低压侧电流纹波为3.27 A，对锂电池模组更为友好。3）本研究提出的变换器具有电流均衡优势：虽然文献 8 与 13 有较优的电流纹波和电压增益，然而却都未解决电流均衡的问题。文献 17 虽然实现了电流均衡，然而却要使用4个大感值耦合电感以辅助算法实现均流，此方案严重限制了BDC的功率密度和高电压增益。本变换器仅在低压侧使用钳位电容配合耦合电感，无需附加传感器和复杂控制方法，即可实现电流的自动均衡，对实际的BDC生产更有意义。0.30.40.50.60.70.00.20.40.60.81.0（c）所述变换器纹波抑制系数DK所述变换器无交错变换器本变换器工作区间（b）低压侧电流信号波形tttt（a）低压侧拓扑电路iLiLiLiLVLim1im1im1im2im2im2ip1ip1=ip2=nileakip1ip1=ip2=nileakip2im1im2Lm1Lm2i1i2t0t4t8t12t16*S1S2S4GS1GS4GS2GS3S3Np1Np2图6电流自均衡双向直流变换器低电流纹波特性Fig.6Low current ripple characteristics of current self-balancing bidirectional DC-DC converter表2与现有BDC的性能比较Table 2Comparison between the proposed converter and the existing BDCs方法本文BDC文献 8文献 13文献 17开关数量8488电容数量5442磁芯数量2134电压增益2n1-D21-D2n1-D11-D纹波电流/A3.273.2212.604.55电感感值/H5033513220电流均衡自均衡不均衡算法均衡软开关全范围有限范围全范围硬开关开关数量848884第 6 期王克英 等：电流自均衡的低纹波高增益双向直流变换器4实验验证为了验证本变换器的可行性，设计并制作了一款1 kW的实验样机，如图7所示。样机所用控制器为TMS320F28335，具体实验参数如表3所示，其中Lm1、Lm2和Lk的取值由式（16）计算得到，而低压钳位电容CL1-CL2与高压钳位电容CH1-CH3则以电容电压纹波小于5%为准来选定。电流自均衡直流变换器在升压模式和降压模式下额定功率的关键波形如图8和图9所示。其中图8为变换器升压模式下工作波形，图9为变换器降压模式下工作波形。观察图8（a）和图8（c）可知，本变换器可以实现不同输入电压下的电压匹配，保证了 n Vab_max=Vcd_max，从而降低了变换器的循环电流。图8（b）和图8（d）验证了变换器的低电流纹波与电流自均衡特性，可以看到，两个耦合电感电流i1与i2大小相等且相互交错，有效地降低了低压侧总电流iL的电流纹波。此外，对比图8和图9可以发现，本变换器在升压模式和降压模式中工作波形基本类似，其不同点仅在于两种模式中移相角大小和电流方向相反。实验结果表明，本变换器可通过移向角控制功率传输方向。电流自均衡直流变换器在额定功率下软开关波形如图10所示，由于S1（S2）和S3（S4）软开关条件一致，故此处仅给出开关管S3和S4软开关波形，其中包括低压侧开关管的驱动信号GS3和GS4以及对应的开关管漏源极电压VS3和VS4和对应的耦合电感电流i2。以图10（a）为例，开关管驱动信号GS3上升沿滞后于开关管漏源极电压的下降沿，开关管实现了零电压开通。进一步，由图10可知，本变换器不论在控制板驱动板8 低压侧电路高压侧电路耦合电感 图7电流自均衡双向直流变换器实验样机的主电路Fig.7Main circuit of experimental prototype of current self-balancing bidirectional DC-DC converter表3本变换器实验原型机参数Table 3Parameters of the proposed converter prototype参数高压侧电压VH/V低压侧电压VL/V开关频率fs/kHz额定功率PR/kW励磁电感Lm1&Lm2/H漏感Lk/H低压侧钳位电容CL1&CL2/F高压侧钳位电容CH1-CH3/F耦合电感匝比n低压侧开关管S1-S4高压侧开关管Q1-Q4钳位二极管D1&D2数值40030405015041.320202IRFP4768IRFP360SDUR3040W（a）30 V升压400 V-关键波形（b）30 V升压400 V-低压侧电流（c）40 V升压400 V-关键波形（d）40 V升压400 V-低压侧电流VabVcdileak5 s/格i1100 V/格100 V/格40 A/格40 A/格200 V/格200 V/格40 A/格40 A/格20 A/格20 A/格40 A/格40 A/格i2i2iLiLileakVcdVab5 s/格5 s/格5 s/格i1图8升压模式下本变换器额定功率下的信号波形Fig.8Signal waveforms at rated power of the proposed converter under boost mode 100 V/格100 V/格40 A/格40 A/格200 V/格200 V/格VabVabVcdVcd5 s/格5 s/格5 s/格5 s/格ileakileak20 A/格20 A/格40 A/格40 A/格（a）400 V降压30 V-关键波形（c）400 V降压40 V-关键波形40 A/格40 A/格i1i1i2i2iLiL（b）400 V降压30 V-低压侧电流（d）400 V降压40 V-低压侧电流图9降压模式下本变换器额定功率下的信号波形Fig.9Signal waveforms at rated power of the proposed converter under buck mode85第 51 卷华 南 理 工 大 学 学 报（自 然 科 学 版）升压模式还是降压模式，其低压侧开关管均可实现零电压开通，从而保证变换器的高效运行。电流自均衡直流变换器在额定功率下软开关波形如图11所示。由于Q1（Q2）和Q4（Q3）软开关条件一致，故此处仅给出开关管 Q1和 Q2软开关波形。以图11（a）为例，开关管漏源极电压VQ1上升沿滞后于漏感电流ileak置零时刻，开关管实现了零电流关ZCSZVS10 V/格10 V/格10 V/格200 V/格200 V/格200 V/格500 ns/格500 ns/格500 ns/格GQ1GQ1GQ2VQ1VQ1VQ2iLkileakileak10 A/格10 A/格10 A/格5 s/格5 s/格5 s/格（a）30 V升压400 V-Q1软开关（c）400 V降压30 V-Q1软开关（b）30 V升压400 V-Q2软开关ZVSileakZCS10 V/格200 V/格500 ns/格GQ2VQ210 A/格5 s/格（d）400 V降压30 V-Q2软开关图11额定功率下不同模式高压侧的开关管软开关Fig.11Different modes of high-voltage side MOSFET soft switch at rated powerZVSZVS i2i2i2i2VS3VS4VS4VS3GS3GS4GS4GS310 V/格10 V/格10 V/格10 V/格100 V/格100 V/格100 V/格100 V/格40 A/格40 A/格40 A/格40 A/格5 s/格5 s/格5 s/格5 s/格500 ns/格500 ns/格500 ns/格500 ns/格（a）30 V升压400 V-S3软开关（b）30 V升压400 V-S4软开关（c）400 V降压30 V-S3软开关（d）400 V降压30 V-S4软开关ZVSZVS图10额定功率下不同模式低压侧的开关管ZVSFig.10Low-voltage side MOSFET ZVS in different modes at rated power86第 6 期王克英 等：电流自均衡的低纹波高增益双向直流变换器断。以图11（b）为例，开关管驱动信号GQ2上升沿滞后于开关管漏源极电压的下降沿，开关管实现了零电压开通。进一步，由图11可知，本变换器不论在升压模式还是降压模式，其高压侧开关管均可实现零电压开通或零电流关断，从而保证变换器的高效运行。5结论本研究提出了一种电流自均衡的耦合电感型低电流纹波高电压增益双向直流变换器。首先介绍了本变换器的电路特性和工作原理并分析了经典的工作模态。接着详细论述了其电压增益、传输功率、软开关、电流自均衡机理与低电流纹波特性。最后，设计了一款1 kW实验样机。通过理论分析和样机实验，可以得出如下结论：（1）本变换器通过交错耦合电感技术的使用，可以实现高电压增益、低电流纹波、软开关特性和功率双向流动的综合。（2）本变换器通过低压侧钳位电容，无需附加测量单元和复杂控制算法，即可实现低压交错电流的自动均衡。（3）本研究提出的自动均流方案具有良好的拓展性，只需要扩展高压侧电路或者低压侧电流通道，即可在保持均流的前提下实现更高的电压增益和更低的电流纹波。参考文献：1 李昊飞，余涛，瞿凯平，等综合负荷聚合商参与的配电-气能源系统供需互动均衡模型 J 电力系统自动化，2019，43（19）：32-41.LI Haofei，YU Tao，QU Kaiping，et al Interactive equilibrium supply and demand model for electricity-gas energy 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Voltage GainWANG Keying HUANG Yi WANG Zihao YU Tao WU Yufeng PAN Zhenning（School of Electric Power Engineering，South China University of Technology，Guangzhou 510640，Guangdong，China）Abstract：As a key interface device of the energy storage module in the integrated energy system,the bidirectional DC converter needs the features of low current ripple,high voltage gain and wide range soft switching.To achieve battery-friendly low current ripple ability,bidirectional DC converters use interleaving technology on the low-voltage energy storage side.However,restricted by the actual production process,this ty