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基于扩展移相控制的高频DAB变换器ZVS控制方法.pdf
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1、第6 0 卷第8 期2023年8 月15日电测与仪 表Electrical Measurement&InstrumentationVol.60 No.8Aug.15,2023基于扩展移相控制的高频DAB变换器ZVS控制方法尹耀宗,宫金武,王明龙,高璟民,潘尚智,查晓明(武汉大学电气与自动化学院,武汉430 0 7 2)摘要:双有源桥(Dual Active Bridge,DAB)在需要高效能量双向流动的工作场景有广泛的应用。在高开关频率工作时,变换器开关器件结电容充放电时间无法忽略,导致扩展移相控制下DAB零电压开通(ZeroVoltageSwitching,ZVS)范围断续。通过分析扩展移相
2、控制下双有源桥DC-DC变换器工作模态,建立高开关频率工况下DAB变换器数学模型,提出一种利用磁化电流扩宽ZVS范围的方法。在此基础上,结合电感电流应力优化算法,提出一种适用于高频工况应用的电流应力优化下的软开关控制策略。采用该控制策略,可以有效减小导通损耗,消除开关损耗,显著提升高开关频率下的变换器效率。搭建40 0 kHz实验样机,验证控制策略有效性。关键词:双有源桥变换器;扩展移相控制;零电压开通;电感电流应力;高开关频率D0I:10.19753/j.issn1001-1390.2023.08.002中图分类号:TM433ZVS control method of high freque
3、ncy DAB converter based onYin Yaozong,Gong Jinwu,Wang Minglong,Gao Jingmin,Pan Shangzhi,Zha Xiaoming(School of Electrical Engineering and Automation,Wuhan University,Wuhan 430072,China)Abstract:Dual active bridge(DAB)has a wide range of applications in working scenarios that require efficient two-wa
4、yflow of energy.At high switching frequency,the charging and discharging time of the junction capacitance of the converterswitching devices cannot be ignored.So the range of DAB zero voltage switching(ZVS)under extended phase shift con-trol is intermittent.By analyzing the working modes of dual-acti
5、ve bridge DC-DC converter under extended phase shiftcontrol,a mathematical model of DAB converter under high switching frequency is established.And a method of usingmagnetization current to widen the ZVS range is proposed.On this basis,combined with the inductance current stress op-timization algori
6、thm,a soft switch control strategy under current stress optimization suitable for high-frequency operatingconditions is proposed.This control strategy can effectively reduce the conduction loss,eliminate the switching loss,andsignificantly improve the converter efficiency at high switching frequency
7、.A 400 kHz experimental prototype is built toverify the effectiveness of the proposed control strategy.Keywords:dual active bridge converter,extended phase shift control,zero voltage switching,inductor current stress,high switching frequency0引言双有源桥DC-DC变换器因具备双向能量传输、电气隔离的基本特点,且满足高增益、高效率、高功率密度的应用需求,在储
8、能1-2】、微电网3、电动汽车等新兴领域中得到了广泛的应用。DAB变换器由输人高频逆变器、高频变压器和输出高频整流器构成4。目前针对于DAB的控制策略主要有移相控制方式(Phase-Shift)和脉冲宽度调节(Pu l s e-W i d t h M o d u l a t i o n,PW M)控制两种类型。传统基金项目:国家重点研发计划项目(2 0 17 TFB0902000);国防科技重点实验室基金一般项目(JZX7Y201911SY003701)文献标识码:Bextended phase shift control文章编号:10 0 1-139 0(2 0 2 3)0 8-0 0 0
9、7-0 7PWM控制通过控制开关管的占空比来调节输出电压和输出功率,控制方法简单、易操作。但输出电压调节范围有限,且电路的动态性能一般,因此移相控制策略更广泛的应用于生产实际。移相控制策略通过调节变压器漏感两端电压移相角,控制功率传输的大小和方向。单移相控制5(SinglePhase Shift,SPS)是最传统的移相控制方法,但在变换器轻载工作或输人输出电压不匹配时,无法实现零电压开通,且电流应力较大。为拓宽软开关范围,降低电感电流应力,以提高变换器效率,在SPS控制的基础上,引人更多移相自由度的调制策略被提出。其中扩展移相一7 一第6 0 卷第8 期2023年8 月15日(Ex te n
10、d e d-Ph a s e-Sh ift,EPS)控制和双重移相(DualPhase Shift,D PS)控制包含2 个移相自由度,三重移相控制(TriplePhase Shift,TPS)包含3个移相自由度。在不同的控制策略基础上,有大量文献分别从电感电流应力6、电流均方根7、回流功率8、软开关范围9 等提出优化控制。软开关的实现可以显著降低开关损耗和EMI设计负担,便于对装置进行更好的热设计和布局设计,从而实现更高的功率密度。此外,考虑到近年来碳化硅、氮化镓等新型器件逐步应用于实际生产中,隔离型双向DC-DC变换器的应用需求逐步向高频化方向发展。同其他优化目标相比,全功率范围ZVS的实
11、现是优先级别最高的优化目标。文献10-12 定性分析了开关器件结电容对变换器软开关范围的影响,但并没有提出准确的数学模型和可行的全功率范围ZVS策略。文献13-15虽提出全功率范围ZVS的理论,但分析忽略结电容影响,在高开关频率工况或需要精细化分析的场景下并不适用。文献16 从电感电流应力角度对变换器性能进行优化,但控制策略并不能实现全器件ZVS,在开关频率高或开关器件结电容较大的场景并不适用。权衡控制复杂度和变换器拓扑复杂度,文章在EPS控制16-17 的基础上,考虑结电容充放电作用,研究DAB全功率范围软开关的约束条件。通过在变压器原边侧附加并联电感的方法,实现原副边电压不匹配时,DAB软
12、开关范围的连续。进一步结合电感电流应力优化算法,提出一种电感电流应力优化后的双有源桥全功率范围ZVS控制策略。该控制策略可实现高频工况下,双有源桥原副边全器件零电压开通,同时显著降低电感电流应力,有效提高DAB变换器效率。1拓扑结构与扩展移相控制图1为双有源桥DC-DC变换器拓扑图。图1中T,为开关周期,f.为开关频率,VI、V,为输人、输出电压,Ua为AB之间电压,Ucd为CD之间电压;i为原边电感电流,i为副边电流,为并联电感注入电流L,为外加电感与变压器漏感之和,L为变压器原边侧并联电感;变压器变比为n:1。由图可知,DAB变换器结构对称,原副边H桥通过一个高频变压器隔离连接。在不考虑死
13、区时间的情况下,每个桥臂上下两个开关管为18 0 互补导通,对角开关管同时导通。图2 展示了EPS调制时的工作原理。其中D,代表相内移相角即开关管Q,超前Q4的相移量,D,代表相间移相角即开关管Q,超前Q;的相移量,tp表示死区时间。由于高开关频率工作时,T,时间明显缩短,结电容充放电时间无法忽略,死区时间延长。与传统EPS调制原理图16-17 不同,文章将死区时间体现在工作原理图中。一8 一电测与仪 表Electrical Measurement&InstrumentationQ+C1Q:J本CC1AVQ2HfC2D2Q4D4图1双有源桥DC-DC变换器拓扑Fig.1 Topology of
14、 dual active bridge DC-DC converterDiT:/24P2/2QQ1,Q24+Q4Q4,Q3Qs/Q8Q/Q7UabUedtotit2t3t4图2 EPS调制工作原理Fig.2Modulation working principle of EPS根据移相角的不同组合方式,可以将正向传输时双有源桥EPS工作模式分为两种模态,如图3所示。进一步可推导电感电流讠的时域表达式。UabUed人1totit2t3t4UabUed!记=1totitatt4(b)0 DiD,1图3EPS正向传输的两种工作模态Fig.3 Two working modes for forward
15、transmission of EPS模式1、模式2 的电感电流数学模型和关断时瞬时Vol.60 No.8Aug.15,202312QQ村C,DsD7C2记Ucdn:1QdC。Q s ECsDD:1QQ3十Qs/Q:1UabUedInl1山1V2DQ&/Q7十十tsto tr tgtg tio!儿!tstotrtgtgtio(a)0D2D1IT=1!tstotitst,tiot第6 0 卷第8 期2023年8 月15日电流分别如表1、表2 所示。定义k=nVz/V为电压转换比,原副边电压匹配时k=1。表1模式1电感电流数学模型Tab.1Mathematical model of inducti
16、ve current in mode 1范围totit2t3t4tsTab.2Mathematical model of inductive current in mode 2范围totit2t3t4ts依据电感电流数学模型和图3基本模态时域波形,可推导模式1平均传输功率Paleml和模式2 平均传输功率Ppalem2,它们分别为:D.22DkV?(D,D,D,2+T/22P2pateml=V,T0P2T/2palterm2Tit(t)dt=0定义基准传输功率Pbase为:Pbase由于调制信号和时域波形的对称性,可通过半个周期的电感电流数学模型分析软开关约束条件。2考虑结电容时的EPS软开关
17、范围为实现零电压开通,需有足够的电感能量对开关器件结电容进行充放电。定义实现ZVS的最小电感电流值为Iwvs,电感电流过零时刻为tzvs。以模式1举例分析,考虑结电容充放电时的扩展移相控制下,DAB全器件软开关约束条件。由于工作波形的对称性,QI与Q2的软开关约束条件相同,Q3与Q4的软开关约束条件相同,Q。、Q,与Qs、Q:的软开关条件相同。在t,时刻,Q和Q,关断;t至t,时段C,和Cg通过副边电流i放电,同时i对C.和C,充电。由于副边侧结电容与等效漏感的谐振作用,可认为没有能量损耗,Qs电测与仪 表Electrical Measurement&Instrumentation和Q:的软开
18、关条件为:i(ti)=Nit(t)0在t时刻,Q关断;结电容C,通过电感电流i放电,同时i对C,结电容充电。t3t z v s 时段,若认为能量传递是无损的,电感电流i所传递的能量Etransmit可表示为:时域表达式和关断时瞬时电流i(t)=i(to)+(t-to)nV,/Lrit(t)=(k-1+D,)nT,Vz/(4kL,)it(t)=il(t2)-(t-t2)nVz/L,i(t3)=k(1+2D2-3D,)+D-1nT,V2/(4kL,)it(t)=i(t4)+(t-t4)(1-k)nV/kLi(ts)=k(2D,-2D,-1)+1-D,J nT,V2/(4kL,)表2 模式2 电感电
19、流数学模型时域表达式和关断时瞬时电流i(t)=i(to)+(t-to)nV2/L,i(ti)=k(1-2D,+2D,)+D-1nT,V2/(4hL,)it(t)=i(t2)+(t-t2)(1+h)nV2/kL,it(t3)=(k-1+2D,-D,)nT,V2/(4kL.)ii(t)=i(t4)+(t-t4)(1-k)nVz/kLi(ts)=k(2D,-1)+1-D,nT,V2/(4hL,)it(t)dt=kV2(2D,+2D,D,-2D,-D,-D,)(2)8Lf.(3)Vol.60 No.8Aug.15,2023(4)Emil=L,Tm/2=nVzil(t)-Viic4(t)dt=t3C,V
20、(1-2k)由于DAB采用相同型号的开关器件,其结电容大小理论分析可认为近似相等,此时电感电流可表示为:due4i(t)C4dt结合式(5)、式(6),推导考虑结电容时Q4的软开关条件为:Vi C,(1-2k)/L,i(ts),0k0.5lo i(ts),0.5 k 1在0 k0.5时式(7)才有意义,当0.5 k1时,可认为Ivs=0。在ts时刻,Q,关断;结电容C,通过电感电流讠放电,同时讠对结电容C,充电。与上述分析类似,可推导Q2的软开关范围为:JVi/C,(2k-1)/L,i(ts),0.5 k 1loit(ts),0 k 0.5(6)dt(7)(8)k0.5k0.5k0.5k0.5
21、(10)第6 0 卷第8 期2023年8 月15日现软开关的范围,如图4所示。由图可见,两种工作模式的软开关范围是两块封闭区域,由于高频工作时结电容充放电的作用,两块区域并不连续,因此DAB无法实现全功率范围内ZVS。10.80.60.40.2000.20.40.60.81DI(a)k=0.3 10.80.60.40.2000.20.40.60.81DI(c)k-0.7图4DAB全器件ZVS范围Fig.4Whole device ZVS range of DAB结合式(1)表(3),将功率表达式带人表3、表4的软开关约束条件,绘制传输功率与内外移相角的三维关系图,如图5所示。在图5(a)中,在
22、相同的电压增益下,考虑结电容充放电时间,功率曲面出现截断,变换器无法实现从模式1到模式2 ZVS区域的平滑切换。在图5(b)中,不考虑结电容影响时,变换器可在Z点实现两种模式的平滑过渡,图中P*为标么平均传输功率。1.00.80.60.40.200.5D2000.2 0.4 0.6 0.8 1.0(a)考虑结电容时功率曲面图5传输功率与内外移相角的三维关系图Fig.5 Three-dimensional diagram of transmitted powerand internal and external phase shift angle3附加并联电感以拓宽软开关范围为使DAB的软开关范
23、围连续,以实现两种工作模式的平滑切换,可在变压器原边侧引人附加并联电感。考虑并联电感注人电流作用的DAB等效电路如图6所示。副边侧电流表达式为:i(t)=Ni(t)-i(t)10一电测与仪 表Electrical Measurement&InstrumentationUab0.80.60.40.2000.2 0.40.650.81DI(b)k=0.4 10.80.60.40.20.2 0.40.60.8D(d)k=0.81.00.80.6P0.40.201.0D20.5000.2 0.4 0,6 0.8 1.0D(b)不考虑结电容时功率曲面(9)Vol.60 No.8Aug.15,2023Ua
24、Ua=N Uedi=i/N图6 并联电感后的等效电路图Fig.6 Equivalent circuit diagram after shunt inductance由于副边侧电流表达式发生变化,副边侧模式1、模式2 时的软开关条件发生变化,公式为:i(ti)=Ni(ti)-i(t)0li;(ts)=Ni(ts)-i(ts)0结合表1、表2 的电流时域表达式,进一步推导满足式(10)约束条件时的移相角范围为:1-k(1+L,/L,)D,1l1-k(1+L,/L,)2D,-D,将式(11)结合表3、表4,变换器软开关范围被拓宽至连续,如图7 所示。模式1的左边界向左平移,同时模式2 的下边界向下平
25、移,两边界发生相交重合,实现两种模式下软开关范围的连续,为全功率范围内ZVS的实现提供前提条件。10.80.60.40.21-k2D2-D1000.20.4 0.60.8D(a)引入并联电感前的软开关边界Z点图7 并联电感对软开关范围的影响Fig.7 Influence of shunt inductance on soft switch range进一步分析附加并联电感的取值范围,为满足模式1左边界和模式2 下边界重合,需同时满足不等式条件为:J1-k(1+L,/L)1-1+2k-kLu/1+2k+k k(1+L,/L.)求解后可得附加电感的最大取值范围为:kLL-从/+2 h实际并联电感设
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