反激开关电源简介和基本设计方法.ppt

,单击此处编辑母版标题样式,*,单击此处编辑母版文本样式,第二级,第三级,第四级,第五级,单击此处编辑母版标题样式,单击此处编辑母版文本样式,第二级,第三级,第四级,第五级,*,反激开关电源简介和基本设计方法022,开关电源基本组成部分,开关电源组成部分：其中橙色框内的为我们公司开关电源组成部分,开关电源的核心部分是功率变换,反激电源简介,反激电源优点：结构简单价格便宜，适用小功率电源，,反激电源缺点：功率较小，一般在,150w,以下，纹波较大，电压负载调整率低，一般大于,5%,。,反激电源设计难点主要是变压器的设计，特别是宽输入电压，多路输出的变压器。,隔离反激基本工作原理,反激又被称为隔离,buck-boost,电路。,基本工作原理：开关管打开时变压器存储能量，开关管关断时释放存储的能量,常用反激开关电源分类,反激开关电源根据开关管数目可分为双端和单端反激，（单管反激和双管反激）,。,根据反激变压器工作模式可分为,CCM,和,DCM,模式反激电源。,根据控制方式可分为,PFM,和,PWM,型反激电源。,根据驱动占空比的产生方式可分为电压型和（峰值）电流型反激开关电源,。,反激电源设计,公司反激变压器的特点：宽电压输入、小功率多路输出。,根据小功率和多路输出选择,DCM,模式。,根据宽电压输入范围 选择,pwm,控制方式。,从稳定性的角度考虑优先选择电流型控制。,目前我们公司使用的反激电源属于：,PWM,控制方式的 单端,DCM,电流型反激电源。,下一步,单端反激与双端反激,双端反激是两个开关管交替工作，可以设计大功率反激。单端一般设计,150w,一下。,返回,CCM,与,DCM,DCM,模式一般设计小功率,50w,一下。,50w,以上一般设计为,CCM,模式。,返回,PFM,与,PWM,反激电源,PWM,反激电源是大家比较熟悉的反激电源，其通过控制开关管占空比来调节电源输出,PFM,为准谐振反激电源，其通过调节开关频率来调节输出。,准谐振反激电源效率一般比,pwm,模式效率高，,EMI/EMC,处理的比较好。但是,PFM,在于高输入电压轻载时开关频率飘高，稳定性差，损耗加大。,PFM,与,PWM,反激电源,PWM,模式，变压器可连续可断续，而,PFM,模式变压器工作在临界连续模式。,返回,电压型与电流型,电流型三角波产生是初级线圈电流产生，电压型三角波是靠三角波发生器产生。,返回,电压型与电流型,电压型为一个电压闭环反馈，而电流型为双闭环反馈（内环为电流型，外环为电压型）。,电流型每个开关周期都对变压器初级电流监控，其安全性比电压型好，由于增加了电流内环，动态反应快线性调整率好。,电流型缺点在于当占空比大于,50%,会带来不稳定性，另外电流型比较敏感抗干扰差,设计举例分析,以公司常用驱动板电源为例，讲解,PWM,控制方式的 单端,DCM,电流型反激电源设计,电路图原理讲解。,主要元件选取。,变压器设计。,启动及辅助电源电路,启动过程为：电容,C2,通过,R1-R4,充电，电压缓慢上升，当达到芯片的,Vth,，芯片开始工作，电容电流放电大于充电，电压下降。待输出电压升到一定值，电容,C2,电压上升，电压稳定后，电路进入稳态。,初级功率回路器件选择,开关,mos,管选择及其驱动设计。,电流采样电阻计算及其尖峰抑制,rc,。,初级漏感吸收电路参数设计。,初级滤波电容选择。,Mos,管及其驱动以电流采样,当驱动高,mos,打开，驱动低,mos,关断。,采样电阻选择,0.8v(4*Pin/Uinmin)*R,。,加入,r121 c8,组成,rc,滤波器，去除电流尖峰，,R*C,小于,0.1Tsw,。,MOS,管选择,NOMS,寄生参数模型：包含有寄生电容，寄生二极管，其中,Cgd,与,Cgs,对开关速度影响较大，,Cds,对关断损耗影响较大。,MOS,管选择,NMOS,耐压值选择,(,降额,80%),：,Udss=(Uinmax+Uinmin)/80%,，,一般开关有电压尖峰，可靠点选择可以按照：,Udss1.5*Uinmax,NMOS,电流选择,Id4*sqrt(1/3)*Pin/Vinmin.,一般情况,Id,足够大，要考虑散热器的散热能力来选择电流余量。,反激,NMOS,热量计算,由于我公司使用的是,dcm,模式，所以开通时损耗为,J=0.5*Cp*Uin2,（也可使用,Q,）,导通损耗：,J=Ip2*Rd*Ton,关断损耗：关断的足够快可以实现零电压关断，这是关断损耗很小，但是会带来电压尖峰，关断过冲等问题。正常速度关断，电压跟电流会有交叉。,反激,NMOS,热量计算,正常速度关断，电压跟电流会有交叉，所以开关速度对关断损耗影响。,*,I,U,*,I,U,I,MOS,驱动,由上面分析可知，开关速度会影响开关管损耗，当然开关速度也会影响传导辐射。具体用多大电阻可以通过测开关管波形来选择最合适的。,其中,R85,控制开通速度，,R16/R85,控制关断速度。,初级,RCD,吸收回路设计,吸收回路组成,R C D.,吸收回路作用：用来吸收变压器初级漏感,吸收回路对抑制,mos,管电压,尖峰，电源,EMI,、,EMC,起重要,作用。,初级,RCD,吸收回路设计,二极管选择：一般使用快恢复二极管，耐压值大于,1.2*,（,Uinmax+Vrcd,）,电容电阻选择,RC,R,*,C10Tsw20Tsw,电容电压波动小于,10%,电容值电阻值选择保证,Vrcd,电压满足,1.2*,（,Uinmax+Vrcd,）,Vd,，如果,Vrcd,电压太高，就减小,R,如果,Vrcd,太小，会影响效率，所以需要折中选择。,整流滤波,设计次级主要是整流二极管选择，滤波电容选择,滤波电容选择只需要考虑耐压值，纹波，温升即可。,滤波电容,一般滤波电容使用电解电容，但是电解电容,ESR,比较大，会造成纹波大，如果纹波不合要求可以使用多个电解电容并联减小,ESR,。,电解电容温升会影响寿命，一般,Irms,不要超过电容额定值即可。,电解电容工作电压最好在额定电压值得,80%,一下。,整流二极管选择,整流二极管选择：耐压值值要大（,Vo+Uinmax*Ns/Np,）,/0.8,电流值要大于次级电流有效值，但是为了减小节压降，一般取两倍额定电流,。,二极管损耗有开关损耗和导通损耗，所以尽量选择导通压降小，开关速度快的二极管。（,EMI/EMC,例外）,整流管反向恢复只会,出现在连续工作模式,中，断续工作模式不,会存在整流管的反向,恢复问题。,整流二极管吸收,rc,并接在二极管两端的阻容串联元件在二极管开通或关断过程中,电压发生突变时,通过电阻对电容的充电将明显减,缓电压变化率,整流二极管加入,RC,滤波以后，电压尖峰降低了，振铃震荡也抑制住了,.,选择合适的,RC,对电源可靠性及,EMI/EMC,很重要。,整流二极管吸收尖峰,RC,采用,RC,吸收：,C,上的电压在初级,MOS,开通后到稳态时的电压为,Vo+Ui/N,，因为我们设计的,RC,的时间参数远小于开关周期，可以认为在一个吸收周期内，,RC,充放电能到稳态，所以每个开关周期，其吸收损耗的能量为：次级漏感尖峰能量,+RC,稳态充放电能量，近似为,RC,充放电能量,=C*(Vo+Ui/N)2,。,取值办法一般使用先确定电容，再确定电阻。,在不同输入电压下，再验证参数是否合理，最终选取合适的参数。,反馈环路设计,对以电流型开关电源设计反馈环路相对简单。因为电流型为双环，内环抵消了变压器的电感效应，对系统传输函数降阶，相移余量加大。,常用反馈有三种，其特点各有不同，我们一般用第二种和第三种。,一个零点，表示增益斜率变化了,+1,，如果零点出现在原增益斜率上加,1,。,一个极点将使斜率变化,-1,，如果极点出现在原增益斜率上加,1,。,反馈环路设计,3,型误差放大器：一般,3,型用在反激上，相位余量比较大。,反馈环路设计,2,型误差放大器：一般,2,型用在反激上，相位余量也可以做到,45,度以上。,变压器设计,变压器是反激开关电源的核心。,反激式电源变换器设计的关键因素之一 是变压器的设计。在此我们所说的变压器不是真正意义上的变压器，而更多的是一个能量存储装置。在变压器初级导通期间能量存储在磁芯的气隙中，关断期间存储的能量被传送给输出。初次级的电流不是同时流动的。因此它更多的被认为是一个带有次级绕组的电感。,反激电路的主要优势是成本，简单和容易得到多路输出。反激式拓扑对于,100W,以内的系统是实用和廉价的,反激变压器设计,在开始变压器设计之前，根据电源的规范必须定义一些参数如下：,1,最小工作频率,min,2,预计变压器效率,0.90.95,3,最小直流总线电压,Vmin,如,110V,时最小输入电压,85Vac,，可有,10V,抖动）,4,最大占空比,Dm,（建议最大值为,0.5,）,反激变压器设计,首先计算总输出功率，它包括所有次级输出功率，辅助输出功率和输出二极,管的压降。通常主要输出电流若大于,1A,使用肖特基二极管，小于,1A,使用快恢复二极管，当小电流输出时辅助绕组可用,1N4148,整流（建议辅助电压为,18V,，电流为,30mA,输出功率（,Po,）计算的是总的输出功率：,根据,Po,变压器的初级电感可由下式计算出：,反激变压器设计,磁芯选择：根据式子,Aw*Ae=Pt*1E6/2*ko*kc*fosc*Bm*j*,其中,:,Pt(,变压器的标称输出功率）,Ko(,窗口的铜填充系数,)=0.4,Kc(,磁芯填充系数,)=1(,对于铁氧体,),变压器磁通密度,Bm=2700 Gs,j(,电流密度,):j=5A/mm,但是为了减小物料种类，以及兼顾产品整体形状及高度，一般都不计算磁芯，而是直接选择磁芯，然后整体计算完成，核对窗口面积。,反激变压器设计,计算初级峰值电流：根据能量守恒,:Ip=2*Po/(Dmax*Umin),计算初级匝数：,Np=Lp*Ip/(Ae*Bm),其中,Ae,为磁芯截面积，,Bm,为最大磁摆幅。,计算次级和辅助绕组的变比。下式给出初级,(Np),和次级,(Ns),变比的计算公式：,对于多路输出电源需要反复计算找出最佳变比，需要对输出电压采取一些折中以确保匝数为整数，没有半匝。,反激变压器设计,Bm,选择一般考虑两个方面：磁饱和、磁损耗。对以我们公司的反激电源工作频率只有,40K,所以磁损耗一般不是问题，主要考虑磁饱和,。,反激变压器设计,气隙计算公式：,加入气息是为了增加变压器储能能力，避免磁饱和,。,W=0.5*B*H,而,B=ur*u0*H,所以,W,正比,H2,应避免变压器的气隙小于,0.051mm,，因为如此小的气隙保证其容差是很困难的,。,反激变压器设计,反激变压器绕组设计主要考虑温升,先计算绕组电流有效值，然后根据有效值选择线径。,根据趋肤效应计算可选最大线径，如果单跟导线载流能力不够，可以使用多线并绕。,反激变压器设计,首先要计算电流的有效值，下图为一计算电流有效值小工具截图，上面带有各种波形有效值的计算公式。,反激变压器设计,导线流过高频电流有趋肤效应，导线半径不应大于,1.5,倍的集肤深度。,D=6.6/sqrt(f)(20,摄氏度,)D=7.65/sqrt,（,f,）,反激变压器设计,另外多层绕组还有临近效应等，由于我们公司设计的比较简单，可以不考虑。如果需要精确计算可以使,Magnetics designer,，可以精确计算交流电阻直流电阻及损耗。,EXLS,演示,变压器结构设计,铁芯：有许多厂家的铁芯可被用作反激变压器。下面的材料适合使用：,PC40,或,PC44 3C85,、,3C90,或,3F3,。反激变压器一般用,E,形磁芯，原因是它成本低、易使用。其它类型磁芯如,EF,、,EFD,、,ETD,、,EER,和,EI,应用在有高度等特殊要求的场合。,RM,、,.toroid,和罐形磁芯由于安全绝缘要求的原因不适合使用。低外形设计时,EFD,较好，大功率设计时,ETD,较好，多路输出设计时,EER,较好。,骨架：对骨架的主要要求是确保满足安全爬电距离，初、次级穿过磁芯的引脚距离，要求以及初、次级绕组面积距离的要求。骨架要用能承受焊接温度的材料制作。,绝缘胶带：聚酯和聚酯薄膜是用作绝缘胶带最常用的形式，它能定做成所需的基本绝缘宽度或初、次级全绝缘宽度。边沿胶带通常较厚少数几层就能达到要求，它通常是聚酯胶带,变压器结构设计,国际安全规范对于使用漆包线的变压器有如下的要求：,初级和次级绕组之间要保证加强绝缘；初级和没有加强绝缘的次级绕组之间要保证足够的爬电距离；满足如上要求的典型挡墙如下：挡墙胶带通常较厚少数几层就能达到要求，它通常是聚酯胶带,变压器结构设计,在初级绕组的层与层之间及初级和偏置绕组之间都采用,了基本绝缘（一层胶带）。在次级绕组的层与层之间也可使用一层胶带，这样可以保证第一层次级绕组的表面平整。,初级偏置绕组和次级绕组之间使用加强绝缘（三层胶带）。完成绕制时次级最外层的三层胶带提供了加强绝缘。在所有绕组的起始端和结束端引线上都使用了绝缘套管,三层绝缘线,三层绝缘线具有三层独立的绝缘层，任意两层都可以承受安规要求的,3000 VRMS,的耐压测试电压。三层绝缘线因而可以满足,VDE/IEC,规范中关于加强绝缘的要求,三层绝缘线应用,使用三层绝缘线设计变压器一般不需要加入挡墙，可以增加变压器空间利用率。,一般来讲，同等功率能力的变压器，采用三层绝缘线结构的变压器与采用漆包线的相比，其大小为漆包线结构的,1/2,至,2/3,。漏感的变化与变压器绕组的宽度成反比，因此，三层绝缘线 绕制的变压器的漏感通常低于同等用漆包线绕制的变压器小。,变压器降低漏感,变压器中绕组的顺序对漏感的大小有很大的影响。变压器绕组的排列要集中，从而降低漏感。应避免使用偏移或分离的骨架结构因为这些方法会导致很高的漏感，从而在初级箝位电路造成难以接受的损耗。,初级绕组分开的“三明治”结构来降低漏感。一般说来，,与使用单一初级绕组的变压器相比，使用分开初级绕组,的变压器的漏感将会减小一半。对于初级稳压方式的设计不建议采用初级绕组分开的结构，因其会导致较差的负载调整率,在多路输出的变压器设计当中，具有最高输出功率的次,级绕组要最靠近初级绕组，这样可以加强耦合并使漏感最低。,多路输出交叉调节,隔离多路输出可以使用多绕组并绕，加强个绕组之间的耦合。,对与不隔离多路输出，可以使用绕组叠层绕法，这样可以增加耦合系数。,关于漏感与耦合,漏感与耦合跟很多因素有关，一般准确计算是比较困难的。如需准确计算漏感，寄生电容等参数可以使用,Maxwell,二维场求解器。它可以精确绘出磁场分布，计算漏感及温升,关于漏感与耦合,Maxwell,有,pexprt,工具专业设计变压器。,谢谢,